中心論題：
- Soxyless原理
- 功率MOSFET模型
- 典型應用和仿真
- Soxyless實現
- 硅集成實現
解決方案：
- 已經開發出專用的功率MOSFET驅動器
- 功率MOSFET驅動器由混合的推挽輸出電路組成
- 電路的工作原理如同有源電壓鉗位網絡
在工作于自激振蕩模式的SMPS中，需要檢測磁芯的完全去磁狀態。去磁檢測的最新技術基于對與變壓器主繞組耦合的輔助繞組的使用。此繞組可對磁芯實際去磁后出現的零電壓進行檢測(ZCD)。在準諧振工作中，重新啟動新一輪導通周期的最佳時機位于功率MOSFET漏極電壓的“谷點”處。電壓ZCD和漏極電壓谷點之間的時間間隔取決于漏極振鈴周期。
本文描述了一種被稱為SOXYLESS的新技術，它無需采用輔助繞組和時間補償元件就能進行“谷點”檢測。
Soxyless原理
圖1表明了反激SMPS的功率MOSFET漏極上的電壓 。
為了工作在開關導通準諧振狀態，最佳時刻必須和漏極電壓的“谷點”相對應。此事件和存儲在漏極總電容中的最小能量相重合：
開關導通時該能量越小，SMPS的損耗和干擾就越小。
“谷點”檢測基于對流經功率MOSFET柵極節點的電流的測量。在功率MOSFET漏極上出現的平坦電壓末端，電壓的變化由Lp變壓器電感與漏極上的總電容之間傳輸的諧振能量決定。當電壓由平坦電平下降至SMPS的VIN dc電壓時，MOSFET漏極上的振蕩電壓便會發生變化。在柵極和漏極之間，形成一個固有的MOSFET電容。因此，便產生一個電流流經功率MOSFET柵極。
施加到電容上的電壓源提供對電壓有負90°相移的電流。所以當電流上升到零點時，電壓便對應于其峰值。所述的Soxyless技術包含檢測正柵極電流的過零檢測器(ZCD)以確定“谷點”的出現。
本文將從SMPS初級側接地點流出的電流通過下部柵極驅動器流向功率MOSFET柵極的方向定義為負。
在半導體技術中，驅動并測量這樣的負電流并非易事。
功率MOS柵極上產生的電流與漏極電壓和電容之間的關系可表述成如下：
其中Zc為電容阻抗：
此柵極電流的大小取決于MOSFET、諧振頻率F和在平坦電壓末端漏極上的電壓擺幅(Vring)。
谷點發生在諧振周期的一半處：
其中：Lp是變壓器初級電感；Cdrain是MOSFET漏極上的總電容。此電容包括緩沖電容(如有)，變壓器繞組雜散電容和MOSFET寄生電容。
功率MOSFET模型
MOSFET的物理結構導致其端口之間形成電容。金屬氧化物柵極結構決定了柵極到漏極(Cgd)以及柵極到源極(Cgs)的固有電容。漏極和源極之間的PN結(Cds)是因P+體的存在而產生，其中MOS單元建立在N+襯底頂部上的外延層附近。
Cgd和Cgs電容在高溫中非常穩定，因為其介電材料由玻璃制成。
圖4為功率MOSFET的器件模型。該模型顯示存在3個電源電容，如圖4所示。此種表示法更像是出自于器件工程師之手，而非應用工程師。實際上，在應用中使用的功率MOSFET的參數應是可從功率器件接入節點處測得的全局性代表參數。這意味著應用數據表中使用了其他電容定義，是內部電容的組合。
作為例子，表1顯示了安森美半導體MTD1N60E數據表上的不同電容。
Crss電容表示共源極配置中的短路反向傳輸電容。此參數表示了功率MOSFET在反激式SMPS的關斷階段中的狀態。
典型應用
作為典型實例，諧振頻率在500kHz的范圍內，從漏極平臺到谷點的電壓變化為100V。根據式3，一般柵極電流峰-峰值幅度的大小是10mA。負值部分的范圍是5mA。
Crss值隨著功率MOSFET生產商的不同而變化。對最常用的功率MOSFET所做的調查顯示，Crss在10pF和100pF之間變化。
另一方面，漏極上的總電容越大，諧振頻率就越低。經過適當的折衷，將在變化中流進柵極的電流選為30mA峰-峰值以對應15mA正負電流。
仿真
圖5顯示了采用簡化功率MOS模型的混合驅動。
漏極電壓源的電壓是反激結構的簡化表示，它包括耦合電感、次級二極管和電容、負載及輸入儲能電壓源。
PSPICE仿真使用MTD1N60E功率MOSFET 和100pF緩沖電容。
電容Crss的值為6pF。
圖6中的波形表示仿真結果。
a.上方的曲線代表功率MOS的柵極電流。圖中的左邊部分對應于關斷之后出現的寄生振蕩。漏極上出現的任何dV/dt都會在周圍所有電容中產生相應的電流。
b.中間曲線表示流經功率MOS源極的電流。
c.下方曲線是功率MOS的漏極電壓。
柵極和源極電流在形狀上可以相互比擬。兩者幅度之間的關系可近似地用Crss和Coss的值來表示：
Coss/Crss = 27/6=4.5
Igate/Isource=3.4
Soxyless實現
已經開發出專用的功率MOSFET驅動器，可通過MOS和雙極晶體管的混合電路來測量負柵極電流，該電路不經過底部而是經由參考正Vcc電壓的路徑傳輸負柵極電流。因此，測量的電流從Vcc軌經過簡單的補償電路流至柵極，該電路的工作相當于有源負電壓鉗位。結果，“負柵極電流”轉換為便于處理的正電流。因此，使用簡單的比較器便可進行柵極電流過零檢測，從而提供“谷點”信號。
圖7為Soxyless功能的方塊原理圖。功率MOSFET驅動器由混合的推挽輸出電路組成(上部的PMOS+下部的NMOS和PNP并聯)。在閉塞窗之后禁用Q1 NMOS。在其余的關斷反激序列中只有Q2 PNP保持導通。這種技術無須考慮功率MOS Toff之后出現的振鈴。如果假設下面的FET其Rdson為10W，則10mA柵極電流就能產生一個100mV信號。這是任何使用CMOS結構的典型MOSFET驅動器的典型性能。
因為Q2 PNP不能流過任何反向電流，只要負電流出現，體二極管就開始導通，形成一個對地的負電壓。選擇Vacl電壓源使得一旦Q3的源極存在負電壓，NMOS的柵極就導通。負柵極電流流過Q3。此電路的工作原理如同有源電壓鉗位網絡。
于是體二極管電壓鉗位到：
的Vacl值接近于Vth，這決定了DRV電壓接近于驅動器的接地點。用這種方法可以實現虛擬接地。
Q3電流通過M1產生鏡像。鏡像電流通過Rsig 產生“信號”。信號的擺幅可與Vzcd進行比較，用來創建Vvalley信號。為了實現Vvalley信號不受干擾和靈敏的檢測，必須選擇發生在零點檢測前一點的Vzcd電平，以便補償比較器的傳輸延遲。
硅集成實現
在Soxyless功能模塊中處理的信號是非常高速的信號。在典型的應用中，磁芯去磁之后發生的振鈴周期在500kHz范圍內。對應的半周期的數量級為1ms。很明顯，谷點檢測速度是一個影響精度的因素。
Soxyless模塊的主要功能為：啟動PNP;禁用推挽驅動器的下部NFET;在漏極電壓振蕩的負dV/dt部分在驅動器輸出DRV上形成“虛擬地”;捕獲(流出DRV輸出端的)負電流;檢測“正向ZCD DRV電流”。
對于前兩點，常規的閉塞技術使下部的NMOS和PNP一起觸發。設定時間結束之后，NMOS關斷，只有PNP保持導通。采用典型的5ms閉塞窗口。
在閉塞窗口內，下部NMOS的導通電阻接近于10W。Toff之后的電壓振蕩創建了非常強的振蕩電流(峰-峰值為幾十毫安)。因此出現在DRV上的電壓可達幾百毫伏。
此殘留電壓觸發Soxyless檢測器，因為它要進行所需的“谷點”檢測。如有閉塞窗口可不考慮這些錯誤的信號。
產生漏極電壓變化的振鈴電流是替代方案。
a.正向自由振鈴柵極電流通過PNP流到地。因此，飽和電壓的范圍為1.5V。電壓大大低于功率MOSFET的柵極門限，因此不會使其導通。
b.負向自由振鈴柵極電流由鉗位Q2 N FET通過電流鏡像進行處理。
此有源負向鉗位的目的是確保在器件驅動輸出上建立虛擬地。
這種電路的第一個難點，一方面是接近+/-15mA的電流容量，另一方面是要檢測100mA范圍內的微小電流。
Soxyless檢測系統的動態范圍約為150。
在負電流情況下，電壓不能遠低于2V，以免使體二極管導通。Q2的自啟動必須精確。
強大的驅動電流容量不能影響速度檢測。Q2柵極的有源偏置可以自調整鉗位電路。
電流鏡像可以方便地處理Soxyless電流信號。
快速比較器檢測到ZCD時刻，然后提供“谷點”信號。
試驗結果
Soxyless技術已經在硅集成上實現。驅動器控制典型的準諧振SMPS。
必須看到，在禁止窗口中存在一些殘留電壓。驅動器行為與任何典型的CMOS推挽驅動器相似。殘留信號的閉塞在禁止窗口中進行。選擇Rsig和鏡像的比例，以便進行靈敏度為100mA的負電流檢測。
比較器提供用于導通功率MOS的Vvalley信號。
因為要進行高速的Soxyless檢測，所以功率MOSFET的導通發生在非常接近于“谷點”處。
“谷點”檢測靈敏度的范圍是100mA。
注：有源電壓鉗位和負電流測量都在申請專利待審批中。
結語
Soxyless技術在硅集成上進行了驗證。其表明仿真結果與試驗分析相一致。這種創新的技術可以無需特定的輔助繞組與反激變壓器耦合就能檢測“谷點”。目前無需使用任何RC定時技術便可在過零檢測和重啟點之間建立一致的關系。
