【導(dǎo)讀】在電子設(shè)計(jì)領(lǐng)域，噪聲敏感型應(yīng)用中的負(fù)電壓軌常面臨快速瞬態(tài)變化難題，這對(duì)電路性能和穩(wěn)定性構(gòu)成挑戰(zhàn)。為攻克這一難題，本文精心打造了一種創(chuàng)新的反相降壓 - 升壓解決方案。該方案選用一款單芯片降壓轉(zhuǎn)換器，巧妙地將 Silent Switcher? 3(SS3)技術(shù)融入反相降壓 - 升壓(IBB)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。經(jīng)過(guò)全方位嚴(yán)格測(cè)試，此方案在多個(gè)關(guān)鍵指標(biāo)上表現(xiàn)卓越，不僅能將負(fù)載瞬態(tài)峰峰值電壓降至最低，有效抑制低頻噪聲，還能大幅縮減大容量輸出電容和電感的尺寸，同時(shí)確保系統(tǒng)始終保持高效率運(yùn)行。憑借對(duì) SS3 技術(shù)高速特性的充分利用，該方案整體性能得到全方位優(yōu)化提升。本文還將深入剖析其設(shè)計(jì)技巧與注意事項(xiàng)，為工程師后續(xù)設(shè)計(jì)提供有力參考。
摘要
在電子設(shè)計(jì)領(lǐng)域，噪聲敏感型應(yīng)用中的負(fù)電壓軌常面臨快速瞬態(tài)變化難題，這對(duì)電路性能和穩(wěn)定性構(gòu)成挑戰(zhàn)。為攻克這一難題，本文精心打造了一種創(chuàng)新的反相降壓 - 升壓解決方案。該方案選用一款單芯片降壓轉(zhuǎn)換器，巧妙地將 Silent Switcher? 3(SS3)技術(shù)融入反相降壓 - 升壓(IBB)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。經(jīng)過(guò)全方位嚴(yán)格測(cè)試，此方案在多個(gè)關(guān)鍵指標(biāo)上表現(xiàn)卓越，不僅能將負(fù)載瞬態(tài)峰峰值電壓降至最低，有效抑制低頻噪聲，還能大幅縮減大容量輸出電容和電感的尺寸，同時(shí)確保系統(tǒng)始終保持高效率運(yùn)行。憑借對(duì) SS3 技術(shù)高速特性的充分利用，該方案整體性能得到全方位優(yōu)化提升。本文還將深入剖析其設(shè)計(jì)技巧與注意事項(xiàng)，為工程師后續(xù)設(shè)計(jì)提供有力參考。
引言
負(fù)電壓電源廣泛應(yīng)用于眾多領(lǐng)域，例如信號(hào)鏈中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)驅(qū)動(dòng)器、顯示器和射頻(RF)中的功率放大器、成像系統(tǒng)、光學(xué)二極管，以及自動(dòng)測(cè)試設(shè)備(ATE)中用于實(shí)現(xiàn)真正0 V輸出的偏置電路。這些應(yīng)用通常對(duì)電源噪聲比較敏感，不僅包括基本的開(kāi)關(guān)頻率及更高頻率的噪聲，還涵蓋從開(kāi)關(guān)頻率直至低至0.1 Hz的低頻噪聲。為了減少這種低頻噪聲，電源設(shè)計(jì)師常常會(huì)采用后置濾波低壓差(LDO)穩(wěn)壓器。然而，這種方法不僅會(huì)增大解決方案的尺寸，還會(huì)降低其運(yùn)行效率。對(duì)于要求低頻輸出噪聲極低且無(wú)需LDO穩(wěn)壓器的應(yīng)用，Silent Switcher? 3系列超低噪聲單芯片降壓轉(zhuǎn)換器提供了絕佳的解決方案。SS3的高開(kāi)關(guān)速度、寬控制環(huán)路帶寬及出色的低頻噪聲性能，并不僅局限于在降壓應(yīng)用中發(fā)揮作用。通過(guò)重新配置簡(jiǎn)單的半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，SS3可被用作反相降壓-升壓(IBB)轉(zhuǎn)換器，以產(chǎn)生負(fù)輸出電壓。架構(gòu)上的細(xì)微調(diào)整，使得SS3能夠在需要負(fù)電壓軌具備低頻噪聲性能的應(yīng)用中運(yùn)行。傳統(tǒng)上，此類解決方案會(huì)包含兩個(gè)階段：首先采用反相降壓-升壓(IBB)或庫(kù)克(CüK)轉(zhuǎn)換器來(lái)生成負(fù)電壓，然后使用負(fù)電壓LDO穩(wěn)壓器作為后置濾波級(jí)，以滿足低頻噪聲要求。然而，對(duì)應(yīng)極其重視解決方案尺寸（高度和面積）的應(yīng)用而言，這種方法并不可取。除了無(wú)需使用LDO穩(wěn)壓器來(lái)減小解決方案的尺寸之外，SS3的高開(kāi)關(guān)頻率和控制環(huán)路帶寬還可被利用來(lái)減小電感器和大容量輸出電容的大小。
本文是一份全面的設(shè)計(jì)指南，介紹了如何將SS3系列產(chǎn)品LT8624S用作負(fù)電壓應(yīng)用中的IBB。設(shè)計(jì)指南以客戶需求的形式呈現(xiàn)，概述了一系列頗具挑戰(zhàn)性的解決方案指標(biāo)，并與在低頻噪聲性能方面最為接近的競(jìng)品進(jìn)行了對(duì)比。在設(shè)計(jì)過(guò)程的論述中，探討了與IBB相關(guān)的特定難題，例如依據(jù)負(fù)載電流精確選取適配的電感器尺寸等。此外，文中還分享了一個(gè)實(shí)用技巧：通過(guò)將IBB的右半平面零點(diǎn)(RHPZ)移至更高頻率來(lái)增加控制環(huán)路帶寬。
負(fù)電壓應(yīng)用
在以下應(yīng)用中，功率放大器需要-5V的負(fù)電源電壓。電壓軌將由一個(gè)5V電源供電，并且必須符合2 mm的低高度限制，同時(shí)還要保持緊湊的外形尺寸。表1提供了完整且詳細(xì)的規(guī)格清單。將LT8624S用作IBB是此應(yīng)用的理想解決方案，因?yàn)樗哂懈咚俣群统錾牡皖l噪聲性能，能夠在保持良好效率的同時(shí)實(shí)現(xiàn)緊湊的解決方案尺寸。原理圖見(jiàn)圖1。
表1.客戶應(yīng)用的規(guī)格清單
值得注意的是，當(dāng)使用單芯片降壓穩(wěn)壓器作為IBB時(shí)，IC的參考電位是–VOUT，而非接地(GND)。在確定最大輸出電壓時(shí)，這一區(qū)別至關(guān)重要。輸出電壓可使用公式1計(jì)算，其中VIC Max rating表示IC用作降壓轉(zhuǎn)換器時(shí)的最大額定電壓。對(duì)于LT8624S而言，此額定值為18 V。此外，由于IC以輸出電壓為參考電位，因此，任何所需的外部控制信號(hào)，比如用于使能IC或與外部時(shí)鐘同步的信號(hào)（EN/UVLO和SYNC/MODE引腳），都需要一個(gè)電平轉(zhuǎn)換器電路來(lái)將信號(hào)的參考電位調(diào)整至與該IC相匹配。電平轉(zhuǎn)換器電路的一個(gè)示例如圖1所示。
圖1.原理圖，SS3作為–5 VOUT IBB運(yùn)行，具有2.2 MHz FSW。
設(shè)計(jì)電感器和確定開(kāi)關(guān)頻率
在設(shè)計(jì)緊湊型IBB解決方案時(shí)，盡可能縮小電感器尺寸至關(guān)重要。為了選出合適的電感器，首要任務(wù)是找到一系列能最理想地滿足客戶尺寸要求的電感器。對(duì)此，可以通過(guò)充分利用 2 mm的高度限制并盡量減小電感器的面積來(lái)實(shí)現(xiàn)。需要注意的是，物理尺寸更大的電感器通常能夠提供更大的電流承載能力和更高的能效比。
在開(kāi)始篩選時(shí)，可以考慮Coilcraft的高性能XGL系列屏蔽電感器。盡管有2 mm的高度規(guī)格限制，但可供選擇的電感器種類依然繁多，因此還需要進(jìn)一步篩選。為此，可以使用公式2和公式3來(lái)計(jì)算滿載時(shí)電感器的平均電流和峰值電流。其中，IL表示平均電感電流，IPEAK表示峰值電感電流，0.4表示40%交流電感紋波電流，而n則表示轉(zhuǎn)換器效率。
需要著重注意的是，與降壓轉(zhuǎn)換器不同，IBB的平均電感電流是輸入電流和輸出電流之和。這一特性增加了電感器設(shè)計(jì)的復(fù)雜性，因?yàn)檩斎腚娏骺赡軙?huì)發(fā)生變化。因此，電感器的尺寸可能會(huì)比降壓轉(zhuǎn)換器更大。假設(shè)在滿載時(shí)效率為90%，交流紋波電流為40%，根據(jù)客戶的滿載規(guī)格計(jì)算得出的平均電感電流約為2.1 A，峰值電流為2.52 A。考慮到這些計(jì)算出的電流值，就可以選擇合適的電感器了。所選電感器的IRMS額定值應(yīng)大于2.1A的平均電感電流。理想情況下，ISAT（電感值下降10%的電流）應(yīng)大于2.52 A的峰值電感電流。綜合考慮這些因素，包括對(duì)最小面積的要求，最終選擇了XGL4020系列電感器。在這個(gè)系列中，2.2 μH和1.5 μH的電感器被選為可能的備選方案。為了確定最佳的電感器，通過(guò)在一系列不同的開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)進(jìn)行掃描，開(kāi)展了一系列滿載效率測(cè)試。目標(biāo)是在最高頻率下實(shí)現(xiàn)至少90%的效率。
結(jié)果表明，最佳組合是工作頻率為2.2 MHz的1.5 μH電感器。滿負(fù)載情況下的效率達(dá)到90.2%，滿足了客戶的要求。圖2顯示了1.5 μH電感器在2.2 MHz下的效率曲線。
圖2.1.5 μH 2.2 MHz解決方案的效率曲線。
設(shè)計(jì)大容量輸出電容
一旦確定了電感器和開(kāi)關(guān)頻率，接下來(lái)的任務(wù)就是設(shè)計(jì)IBB的大容量輸出電容。與挑選電感器類似，輸出電容器必須遵守2 mm高度限制，并且要占用盡可能小的面積，以滿足客戶的應(yīng)用需求。此外，必須有足夠的輸出電容，以便在半載到滿載的瞬態(tài)變化過(guò)程中，使輸出電壓的峰峰值保持在40 mV以內(nèi)。這些電容器在5 V電壓下還必須進(jìn)行降額使用。為了找到最合適的電容器，選擇了Murata公司作為供應(yīng)商，因?yàn)樵摴镜碾娙萜鳟a(chǎn)品文檔記錄完善，且產(chǎn)品種類豐富多樣。通過(guò)比較不同型號(hào)電容器在降額后的輸出電容值，最終選用了22 μF 0805電容器，因?yàn)樗跐M足尺寸要求的情況下，能夠提供最大的電容量。
選定電容后，需要確定大容量輸出電容的總?cè)萘?。這可以根據(jù)客戶規(guī)格進(jìn)行一系列負(fù)載瞬態(tài)臺(tái)架測(cè)試來(lái)實(shí)現(xiàn)。具體做法是，先使用遠(yuǎn)超合理數(shù)量的電容，比如十個(gè)22 μF的電容器，以滿足輸出電壓峰峰值的要求并確保穩(wěn)定性。隨后，逐漸減少電容器數(shù)量，直至輸出電壓峰峰值剛好低于40 mV，同時(shí)要保證補(bǔ)償環(huán)節(jié)保持穩(wěn)定且處于最佳狀態(tài)。
此外，還應(yīng)進(jìn)行滿載波特圖測(cè)試，以驗(yàn)證控制環(huán)路的相位裕度至少為45°，增益裕度為8 dB。
通過(guò)這一過(guò)程，大容量輸出電容被優(yōu)化為七個(gè)22 μF電容器。在負(fù)載以0.5 A/μs的擺率從0.5 A變?yōu)? A再變回0.5 A的瞬態(tài)過(guò)程中，輸出電壓(VOUT)的峰峰值為36 mV。這滿足了客戶對(duì)輸出電壓峰峰值為40 mV的要求。負(fù)載瞬態(tài)測(cè)試結(jié)果如圖3所示。
圖3.在0.5 A/μs擺率下，0.5 A至1 A負(fù)載階躍的瞬態(tài)波形。
1 A負(fù)載下的波特圖顯示，帶寬為103 kHz，相位裕度為53°，而增益裕度則為8.2 dB，這些指標(biāo)均在預(yù)期范圍內(nèi)。波特圖如圖4所示。
圖4.1.5 μH 2.2 MHz解決方案在1 A負(fù)載下的波特圖。
低頻噪聲測(cè)量和競(jìng)品比較
客戶的應(yīng)用對(duì)10 Hz至1 MHz頻率范圍內(nèi)的噪聲較為敏感，這一點(diǎn)必須考慮在內(nèi)。在這個(gè)頻率范圍內(nèi)，所需的積分噪聲應(yīng)低于25 μV rms。使用頻譜分析儀和放大器就可以輕松測(cè)量這個(gè)噪聲范圍。對(duì)上述設(shè)計(jì)的解決方案進(jìn)行測(cè)試后發(fā)現(xiàn)，10 Hz至1 MHz的積分噪聲為22 μV rms，低于客戶的最低要求。為了進(jìn)行對(duì)比，對(duì)最接近SS3的競(jìng)品進(jìn)行了測(cè)試，在相同測(cè)試條件下（包括使用相同的電感器、輸出電容及開(kāi)關(guān)頻率）測(cè)得競(jìng)品的積分噪聲為90 μV rms。噪聲測(cè)試結(jié)果如圖5所示。
圖5.在1 A負(fù)載下對(duì)SS3及其最具競(jìng)爭(zhēng)力的競(jìng)品所做的低頻性能比較。
增大SS3 IBB的控制環(huán)路帶寬
在查看了結(jié)果后，客戶對(duì)應(yīng)用的規(guī)格要求進(jìn)行了更新。客戶發(fā)現(xiàn)，其功率放大器要求在10Hz至1 MHz的頻率范圍內(nèi)，積分噪聲最低為20 μV rms，并且VOUT的負(fù)載瞬態(tài)容差要小于35 mV p-p。遺憾的是，目前的設(shè)計(jì)無(wú)法滿足這些新要求，因此必須進(jìn)行改進(jìn)以提升性能。幸運(yùn)的是，SS3具備高速控制環(huán)路功能，能夠在無(wú)需額外增加輸出電容的情況下，實(shí)現(xiàn)更快的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)和更低的噪聲水平。
為了充分利用SS3的快速控制回路，需要重新定位IBB的RHPZ。RHPZ在控制環(huán)路中引起增益提升和相位延遲，從而限制了轉(zhuǎn)換器的帶寬，進(jìn)而降低了SS3的性能。基于當(dāng)前采用1.5 μH電感器的設(shè)計(jì)，RHPZ大約位于265 kHz處，這導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器在約27 kHz附近出現(xiàn)相位損失。RHPZ的頻率位置可以使用公式4來(lái)確定，其中L表示電感器的電感值。
公式4.用于計(jì)算RHPZ的頻率位置。
通過(guò)觀察該公式，可以明顯看出，RHPZ的位置與電感器的電感值呈反比關(guān)系。這意味著，倘若使用電感值更低的電感器，便可將RHPZ移至更高的頻率。而將RHPZ移到更高的頻率，能夠有效增加控制環(huán)路的帶寬。不過(guò)，若要保持相同的電感器紋波電流，就需要提高開(kāi)關(guān)頻率。XGL4020系列中下一個(gè)可用的電感器規(guī)格為1 μH，因此開(kāi)關(guān)頻率應(yīng)提高到3.3 MHz。憑借SS3具備的6 MHz開(kāi)關(guān)能力，實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)并不困難。新的RHPZ位置大約會(huì)在398 kHz處，這應(yīng)該足以將控制環(huán)路帶寬提升到更高的頻率。修改后的設(shè)計(jì)原理圖如圖6所示。
圖6.1.0 μH 3.3 MHz SS3 IBB解決方案的原理圖。
控制環(huán)路比較
為了驗(yàn)證帶寬方面的改進(jìn)，在5 VIN輸入、-5 VOUT輸出和1 A負(fù)載的條件下進(jìn)行了波特圖測(cè)試。測(cè)試結(jié)果以及與先前設(shè)計(jì)的對(duì)比情況如圖7所示。結(jié)果表明，帶寬從103 kHz增加到123 kHz，相位裕度為54°，增益裕度則為9.8 dB。需要著重注意的是，為了獲得與采用1.5 μH轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)時(shí)相近的相位裕度，對(duì)控制環(huán)路進(jìn)行了重新補(bǔ)償。
圖7.兩種轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方案在1 A負(fù)載下的波特圖并排比較。
新設(shè)計(jì)在控制環(huán)路速度方面提升了約20%，隨后進(jìn)行了與初始設(shè)計(jì)相同的從0.5 A到1 A再到0.5 A的負(fù)載瞬態(tài)測(cè)試。測(cè)量結(jié)果顯示，輸出電壓的峰峰值為30 mV。這些結(jié)果與采用1.5 μH電感器設(shè)計(jì)的結(jié)果在表2中進(jìn)行了對(duì)比。
表2.兩種轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)在0.5 A到1 A再到0.5 A負(fù)載瞬態(tài)下的峰峰值電壓比較
低頻噪聲比較
接下來(lái)，對(duì)低頻噪聲進(jìn)行了測(cè)試，以確定是否滿足新的10 Hz至1 MHz的積分噪聲要求。結(jié)果表明，積分噪聲的測(cè)量值為18.9 μV rms，符合新規(guī)定的20 μV rms標(biāo)準(zhǔn)。將這一結(jié)果與1.5 μH設(shè)計(jì)進(jìn)行了對(duì)比，噪聲曲線如圖8所示。
圖8.兩種SS3解決方案及其最具競(jìng)爭(zhēng)力的競(jìng)品在1 A負(fù)載下的低頻性能比較。
效率比較
鑒于這種轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率相較于初始設(shè)計(jì)提高了50%，有必要重新評(píng)估其滿載效率。效率測(cè)試結(jié)果如圖9所示。測(cè)量結(jié)果顯示，滿載效率為89.5%。盡管此數(shù)值略低于90%的要求，但客戶對(duì)這一結(jié)果表示滿意，因?yàn)樵诳蛻舻脑O(shè)計(jì)中，效率并非首要考慮因素。
圖9.1.5 μH與1.0 μH解決方案的效率曲線比較。
結(jié)論
SS3系列單芯片降壓式穩(wěn)壓器可以無(wú)縫轉(zhuǎn)換為反相降壓-升壓式穩(wěn)壓器，以產(chǎn)生一個(gè)負(fù)電壓軌。對(duì)于開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器而言，這些穩(wěn)壓器具備無(wú)與倫比的低頻噪聲性能，同時(shí)還擁有較高的控制環(huán)路速度和開(kāi)關(guān)速度。因此，對(duì)于需要快速瞬態(tài)響應(yīng)且對(duì)噪聲敏感的負(fù)電壓應(yīng)用場(chǎng)景來(lái)說(shuō)，SS3是理想的解決方案。
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