【導讀】大多數汽車電子系統需要過壓、電池反接和瞬態保護，在這些保護電路中使用有源保護器件能夠獲得低功耗、最佳工作電壓門限、降低器件成本、降低靜態電流等諸多優勢。本文詳細討論了有源方案相對于傳統保護電路的優勢。
引言
汽車內部、外部各種各樣的電子及電磁干擾常常使汽車電子設備處于危險的工作狀況，降低電子設備的性能，并可能引發故障甚至損壞。最嚴重的干擾—大幅值的正向、反向過壓和瞬變—多數由汽車電子系統內部產生，或者是不恰當的(錯誤的)操作所致。
汽車內部產生的瞬態電壓
在汽車電子網絡中，電子控制單元(ECU)通過線束互聯，大多數ECU直接或通過啟動開關由汽車電池供電。即使在常規操作中也會存在電氣干擾和高頻影響，通過配線系統傳導，最終耦合或以輻射方式干擾到車載電子設備。干擾源包括啟動系統、交流電機、負載切換、開關抖動以及“拋負載” (即直流電機運行過程中切斷電源，由此產生的電壓)。
這些浪涌中最具破壞性的是“拋負載” (圖1)，這種情況發生在引擎正在運轉的過程中，在交流電機正在給電池充電時斷開電池連接。產生的瞬態電壓幅度取決于斷開連接時交流電機的轉速和場激勵的大小。這一浪涌過程可能持續幾百毫秒，產生100V以上的電壓，對半導體電路具有潛在的致命影響。
圖1. 典型的拋負載浪涌波形：a)沒有抑制；b)提供抑制。
啟動、冷啟動、電池反接
另外一個風險是啟動過程中存在的“雙電池”電壓，此時電纜跳接到另一組24V網絡系統的汽車電池，最終用24V電池開啟12V系統。下面再來考慮另一情況，當啟動引擎時，特別是在寒冷天氣，電池沒有充滿的情況下，機油變得非常粘稠，引擎需要提供更大的扭矩，因此，需要電池提供更大的電流，較大的電流負載會導致電源電壓跌落，從標稱12V跌落到5V以下。這種跌落會持續數十毫秒，引起電子系統短時間掛起(圖2)。一旦引擎啟動，電壓將返回至標稱值。
圖2. 汽車冷啟動時的典型電壓波形
另外一個值得注意的因素是，當電池連接錯誤時，汽車電子必須能夠承受電池反接的電壓(例如-14V)。
電源故障情況下的保護
上述異常條件促使設計人員選擇適當的保護措施，以避免電源故障造成的影響。分析顯示拋負載脈沖是能量最強的一類干擾。為避免電子電路受此類脈沖的破壞，目前有兩種保護措施：
- 在所有汽車交流電機內部采用中心電壓鉗位(中心拋負載抑制，圖1b)。
- 為每個ECU提供保護電路。
系統仍然需要第二級抑制電路，在電路板上濾除低能量脈沖，例如，正、負瞬態電壓以及電池瞬間反接導致的尖峰脈沖。這些脈沖通常通過小尺寸的大容值電容、反向保護二級管或者是與瞬態抑制二極管(TVS)或可變電阻串聯的電感進行濾除。
中心拋負載抑制通常通過交流發電機的內部鉗位電路(二極管)實現，用于吸收拋負載能量，承受啟動時的電池電壓。盡管采取了鉗位措施，如果將鉗位電壓設置在最大啟動電壓以上，將無法達到鉗位的目的，汽車電壓仍會高達36V。
那些不具備中心拋負載抑制功能的汽車電子系統必須采用本地保護措施，以抑制拋負載干擾信號。通常在遠離連接器端，在ECU內部增加保護電路，整個汽車內部需要眾多的這類保護措施，過多的元件會導致漏電流和整體成本的增加。板上拋負載保護電路通常采用TVS二極管(類似于齊納二極管)、可變電阻、以及抑制濾波器等，這些元件應連接到電源端。
下文給出了各種傳統的板上保護電路。
標準過壓抑制器件
在板級水平有幾類器件可用于過壓鉗位。
TVS二極管
雪崩二極管(與齊納二極管類似，圖3)是能夠抑制所有超出其擊穿電壓的鉗位器件。它們能夠吸收較高的能量，保護電子電路免遭尖峰電壓和拋負載的破壞。這些二極管具有快速開啟、緩慢關斷特性。與其它過壓保護器件(如：可變電阻)相比，雪崩二極管對過壓事件的響應速度更快。其性能指標不會隨著使用壽命的延長以及瞬態電壓作用次數的增多而降低。在其擊穿電壓附近，雪崩抑制二極管具有較大的漏電流。這類二極管通常表示為Transil®、TransZorb®或簡稱為TVS二極管。
圖3. 瞬態電壓抑制器特性(VBR = 擊穿電壓， VC = 峰值脈沖電流IP對應的鉗位電壓)。
可變電阻器
可變電阻是與電壓相關的電阻(VDR)。相應的，該非線性電阻在高于某個特定電壓后阻值會迅速降低(圖4)。在鉗位正向和負向電壓時，其功能類似于背靠背的齊納二極管。能夠以很小的封裝尺寸和較低的成本承受相對較高的電流和能量，但當電壓接近鉗位電壓時，漏電流較大。鉗位電壓也會隨電流的增加而明顯提高。可變電阻器在重復受到浪涌沖擊時性能會受到一定影響，通常也具有更高的“鉗位電壓”，與TVS二極管相比，這些因素會明顯降低其響應速度。
圖4. 典型的可變電阻器特性(VC = 峰值脈沖電流IP對應的鉗位電壓)
分立式保護電路
一種簡單且性價比較高的保護電路是將負載與鉗位電路(如TVS二級管)并聯，在電容之前加一個保險絲(圖5)。該電路可使ECU在出現高于TVS二極管(D1)擊穿電壓的瞬態過壓以及拋負載條件下為系統提供保護。當出現負的瞬態電壓或穩定的反向電壓時，TVS正向導通，從而將負向電壓鉗位在其導通電壓(例如-1V)，為后續電路提供保護。對于能量較低的負瞬態電壓，例如：繼電器或螺線管開關引入的過壓，可以通過電容(ClowE)濾除。如果持續保持正向或反向過壓狀況，保險絲將熔斷。
圖5. 利用濾波電容、瞬態抑制二極管和保險絲構成的簡單過壓保護電路
為了避免在難以接近的ECU部位更換保險絲，或保證ECU的連續運轉，必須采取其它技術，如額外的串聯保護。圖6電路可使ECU免遭電池反接以及瞬態負壓(D2)、高于TVS二極管(D1)擊穿電壓的正向過壓脈沖(拋負載和低能量瞬態電壓)的沖擊。所選二極管D2的反向峰值電壓必須大于可能出現的負脈沖最大值。
圖6. 用二極管取代圖5中的保險絲，該電路不但提供過壓保護并且提供負向瞬態電壓保護和電池反接保護。
考慮到其小尺寸、低成本和較高的功率耗散能力，可變電阻常用于對電路板面積要求苛刻，并且后續電路對正向、反向過壓有一定容限的系統。圖7所示電路能夠對后續電路提供有效的過壓脈沖保護(正向和負向瞬態電壓，電壓高于可變電阻器的擊穿電壓)。電容有助于濾除低能量的正、負瞬態電壓。
圖7. 當電路板面積受限同時又需要為后續電路提供過壓保護時，可以利用可變電阻器(示例中的VDR)取代TVS二極管，只要過壓脈沖(正或負瞬態脈沖)高于可變電阻器的擊穿電壓，發生正向或負向過壓時，后續電路必須有一定的容量。
分立保護電路的優缺點
上述所有電路各有其優缺點，圖5所示電路是一個簡單的瞬態保護電路，只包含一個TVS管、一個濾波電容和一個保險絲，但缺點是必須選擇擊穿電壓大于可能出現的最大穩態電壓的TVS二極管，啟動時該電壓通常是電池電壓的2倍(經常> 26V，持續時間超過1分鐘)。否則，如果沒有正確選用TVS，使得TVS管在較低電壓下導通，隨后會因為連續的功率耗散而燒壞。
由于VI特性已經限定了擊穿電壓以上的電流變化斜率，TVS二極管還存在一定的內阻，該電阻會使鉗位電壓因較高電流而升高。如，28V的TVS管(例如SMBJ28)在發生拋負載時會使后續電路的電壓達到45V，這種情況下，所用后續電路必須能夠承受45V的電壓(圖3)。顯然，這將使后續ECU電路元件的選擇復雜化，而這些電路通常只能工作在汽車標稱工作電壓的上限(大約17V)。高壓半導體器件或其它元件價格昂貴，會增加ECU的成本并占用寶貴的電路板空間。
為了盡可能降低最大過壓值，需要選擇擊穿電壓接近于穩態最高電壓(例如，啟動電壓)的TVS管。由此可能引發在接近擊穿電壓時(甚至在12V汽車標稱電壓下)產生較大的漏電流。汽車引擎停止工作時，這一漏電流使得ECU設計人員很難達到OEM (設備生產商)對低靜態電流的要求。
正常工作條件下，圖6中的二極管(D2)所示約有> 0.7V 的壓降，這會產生兩方面的問題：
- 壓降會產生一定的功耗。
- ECU很難工作在低壓狀態。
對于大電流應用，如汽車防抱死系統，所消耗的電流可以輕易超過10A。例如，對于系統中1V壓降的二極管將造成10W的功耗，在有限尺寸的電路板上，耗散如此大的功率幾乎是不可能的。采用單個或雙肖特基二極管在某些應用中可以減緩這個問題。假定壓降為0.5V，在10A負載電流時，雙肖特基二極管的功耗為5W。這依然是一個難以接受的功耗，設計人員不得不使用大尺寸的散熱器。
如上所述，二極管壓降本身會產生一定的負面影響。例如，在一個 14.4V的音頻系統中，最大輸出功率取決于所能獲得的最大揚聲器驅動電壓。而為了避免電池反接，系統中會在電源上增加一個二極管，由此可能產生1V的壓降，使輸出功率損失約8.4dBW (對于2Ω的橋接揚聲器)。
汽車在寒冷環境下啟動時，ECU必須能夠工作在低壓狀態(圖2)，任何不必要的電壓跌落都會影響系統工作。冷啟動時，汽車制造商規定的輸入電壓為5.5V甚至更低。用來防止電池反接的二極管壓降會占用很大的裕量。例如，汽車電池電壓在ECU輸入連接器處降到5.5V，減去電池反接保護二極管的0.7V壓降，真正供給電路的電壓只有4.8V。
假如5V微控制器通過一個壓差為500mV的線性穩壓器供電，這時微控制器能夠獲得的供電電壓僅為4.3V，無法支持其正常工作，有可能使其進入復位狀態，丟失存儲器數據或導致整個ECU死機。GPS導航系統是一個比較典型的例子：汽車啟動之前輸入目的地址，系統必須保證在以后的冷啟動過程中不會丟失數據。
對于圖7所示包含可變電阻的應用，通常對電路板面積要求非常嚴格。與TVS管一樣，根據具體應用的最高穩態直流電壓確定可變電阻的鉗位電壓。然而，當電壓高于擊穿電壓時，可變電阻的VI特性曲線相對于TVS二極管要緩慢得多(圖4)。因此，可變電阻相對TVS管會使后續電路承受更高的電壓，從而提高了后續電路的器件成本、封裝尺寸以及電路板空間。
通過將鉗位電壓設置在相對較低的電平，保持盡可能低的過壓保護點，又會增大正常工作時的靜態電流。標稱電壓下的靜態電流通常高于TVS管，實際效果與具體元件選擇有關。
有源瞬態保護方案
考慮到以上分立保護電路的諸多缺點，有源保護電路提供了一個更好的選擇。對于要求低靜態電流、低工作電壓并具有電池反接保護和過壓保護的方案，可以選擇MAX16013/MAX16014¹過壓保護/檢測電路。
此類器件的工作原理十分簡單(圖8)。IC直接監測輸入電壓，并通過控制兩個外部pFET功率開關在故障條件下斷開負載的連接。外部MOSFET在5.5V和所設置的上限電源電壓之間導通，上限電壓可通過連接在SET引腳的分壓電阻調節，范圍通常在20V至28V之間。
圖8. MAX16013和MAX16014可提供有源瞬態保護功能，直接監測電源電壓，當檢測到故障時，通過控制兩個外部p溝道FET開關，斷開負載與故障電源。
發生故障時，FET P2有兩種不同模式。第一種模式下，P2僅僅相當于一個簡單的開關，在過壓條件下斷開開關，從而避免高壓對下游器件的破壞。第二種模式下，P2相當于可調節的瞬態抑制器，將輸出電壓鉗制在所允許的最大過壓點。
當輸出電壓上升到可調節的過壓門限以上時，內部比較器將GATE2上拉至VCC。監測電壓降低到過壓門限以下時，p溝道MOSFET (P2)重新導通。這種處理方式能夠使電壓穩定在輸出穩壓值的5%以內。出現瞬態過壓時能夠保證輸出穩定，MOSFET (P2)在過壓條件下保持導通，工作在開關-線性穩壓模式，從而在提供過壓保護的同時維持系統繼續工作。
將SET引腳的分壓電阻連接到輸入或輸出，可以選擇相應的工作模式。例如，把分壓電阻接VCC (而不是負載)，MAX16013被配置成過壓關斷器件。MAX16014將保持MOSFET (P2)閉鎖，直到輸入電源重新上電或重新觸發EN使能。如果MAX16013長時間工作在限壓模式，外部MOSFET的壓降會增大功耗。
圖8中的電池反接保護FET (P1，可選)取代了圖6中的串聯二極管。圖8中，正偏時P1導通，可以保持極低的正向壓降，出現負壓時關斷。關閉P2可斷開輸入與輸出的連接(圖8和圖9)，EN引腳提供相應的關斷控制(需要注意的是EN引腳的控制信號由主系統的其它監控電路產生)。因此，當電路處于電池反接保護狀態時(P1)，下游電路的靜態電流可降至最小(典型值< 20µA)。
有源高壓瞬態保護器相對于傳統保護方案的優勢
有源過壓保護器具備以下幾個優勢。
如上所述，分立瞬態抑制器(TVS管或可變電阻)的擊穿電壓需要高于汽車的最高穩態工作電壓(通常26V左右)。發生拋負載時，由于TVS管的內阻以及電流隨電壓劇增的VI特性曲線，下游電路會在瞬間承受極高電壓(大約45V)，從而提高了對下游器件額定電壓的要求。與傳統方案不同，有源瞬態保護器可將輸出電壓鉗位到分壓電阻設置的電平(例如26V)，也不存在電流隨電壓劇增問題。這些特性允許用戶使用低成本(低電壓)的下游元器件。
該方案不同于普通的浪涌抑制器，傳統方案在發生過熱之前較短的時間內只能處理幾個焦耳的能量，而基于MAX16013/MAX16014的方案能夠在發生直流過壓時保護器件。有些應用要求工作在標稱電壓的上限，一旦超過上限電壓則斷開與電源的連接(以音頻系統為例，其工作電壓上限通常為17V)。這種情況下使用有源保護器件，合理設置電壓限制器/開關的門限可以進一步降低下游元器件的成本。
用FET取代電池反接二極管，可以將正向導通電壓降低到毫伏級水平。特別是在大電流應用中，這一舉措可以有效降低功耗，進而降低散熱的設計難度和成本。原來二極管消耗的功率(電壓)可以供給負載(如，揚聲器)，而非消耗在二極管上，從而提高輸出功率(系統性能)。有些應用要求工作在較低的電池電壓(如，汽車冷啟動時)，同時還要求提供電池反接保護。采用有源保護器件可以使壓差降至最小，確保電路工作在較低的輸入電壓下。
可變電阻器往往表現出相對較高的靜態電流和漏電流，受脈沖電壓沖擊時會顯著影響其使用壽命和精度。用有源保護器件取代可變電阻可以解決這一問題。由于某些應用中可變電阻直接連接到電池上，漏電流較大。這時，可以利用有源保護器件作為主開關，在休眠模式下斷開(通過P2 FET)所有后續負載(圖9)。
圖9. MAX16013/MAX16014用作主開關控制，在ECU關閉時有助于降低靜態電流損耗。
總結
有源過壓保護器在許多應用中占據一定的優勢，這些器件能夠大大降低系統功耗、提高輸出功率(改善系統性能)、降低系統的工作電壓(冷啟動)，并具有較低的靜態電流，降低了對后續被保護電路的額定電壓要求。
本文來源于Maxim。
推薦閱讀：
