【導(dǎo)讀】對(duì)于反激電路多數(shù)情況下是希望漏感越小越好，偶然發(fā)現(xiàn)一個(gè)電路可以將漏感的能量傳遞到次級(jí)同時(shí)還保持著反激電路簡(jiǎn)單、低成本的特性，并且通過(guò)略微調(diào)整可以得到幾種不同的應(yīng)用。對(duì)于軟開關(guān)類的電路漏感又是有益的，一般漏感都是由工藝決定的，是否可以將漏感設(shè)計(jì)出來(lái)而非生產(chǎn)出來(lái)？如果能實(shí)現(xiàn)“零”漏感的變壓器這個(gè)想法估計(jì)就可以實(shí)現(xiàn)。
這個(gè)電路的想法是源自于下面兩種電路：
圖1：無(wú)損吸收和一種電路
圖1中(a)是無(wú)損吸收電路是將漏感的能量返回到輸入端，這種電路如果參數(shù)不合適的話會(huì)有較大的無(wú)功損耗可能不適用于寬范圍的場(chǎng)合。(b)電路是一個(gè)網(wǎng)友剖析的一個(gè)電路輸出功率有1000多瓦，這個(gè)電路的缺點(diǎn)是輸出功率全部需通過(guò)電容Cm來(lái)傳遞類似于Cuk、Speic類電路。綜合電路(a)和(b)的特點(diǎn)就有了一個(gè)可以解決漏感問(wèn)題的簡(jiǎn)單而又低成本的反激電路。
圖1中(a)的后半部分加(b)的前半部分就構(gòu)成了這種電路，見(jiàn)下圖：
圖2：解決漏感問(wèn)題的反激電路及等效電路
圖2中的兩個(gè)電路是一樣的只是形式不同，如果去掉電容Cm電路的左側(cè)就如同一個(gè)帶去磁繞組的正激變壓器初級(jí)側(cè)，同樣這里的線圈n1、n3也要采用雙線并繞，如果兩線圈耦合的好二極管D1是可以省掉的，如果耦合的不好就會(huì)產(chǎn)生圖1中(a)的效果會(huì)有一部分無(wú)功損耗。
這個(gè)貌不驚人的電路其仿真結(jié)果卻相當(dāng)?shù)睦硐耄ㄟ^(guò)改變漏感Lk和電容Cm的參數(shù)還能得到幾種不同的應(yīng)用。限于水平也可能分析的不對(duì)，希望各位行家也能一起探討下。
仿一個(gè)12V輸出60W的反激電源，參數(shù)如下圖：
圖3：12V60W反激電路參數(shù)
假設(shè)初級(jí)線圈耦合的比較好可以去掉原D1二極管，因漏感和電容會(huì)發(fā)生震蕩所以把D1串入到輸入端只為方便觀察波形。在有的應(yīng)用中反而要加大這個(gè)LC震蕩，比如QR模式的軟開關(guān)。
輸入為低壓113V時(shí)的波形如下：
圖3-1：漏感電流斷續(xù)的反激波形
在上圖中漏感電流是斷續(xù)的，電容Cm的最大電壓200V左右，MOS管的Vds電壓321V左右。
這個(gè)應(yīng)用中電容Cm只是用來(lái)吸收漏感能量并在下個(gè)開關(guān)周期將漏感能量傳遞到次級(jí)，適當(dāng)?shù)脑黾覥m的容量會(huì)得到更好的效果。
圖3-2：漏感電流連續(xù)的反激波形
當(dāng)電容Cm增大后對(duì)漏感的吸收也變強(qiáng)了，此時(shí)漏感可以設(shè)計(jì)的大一些，上圖3-2中可以看到漏感的電流已經(jīng)為連續(xù)模式了（可去掉二極管D1），漏感電流亦既輸入電流，輸入電流連續(xù)可以提升電源的性能如果用于功率因數(shù)校正可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)模式的反激PFC功能。圖中電容Cm的電壓鉗位在輸入電壓（113V）左右，MOS管的Vds電壓215V左右為輸入電壓+反射電壓（100V左右）之和，由此可推斷在高壓輸入300V時(shí)MOS管的Vds電壓為300+100=400V左右，MOS管可以選用低電壓型號(hào)的，電容Cm容量大了成本也會(huì)高這個(gè)可能需要權(quán)衡一下。
先就自己的理解去分析下這個(gè)電路的原理，首先分析圖3輸入串二極管的電路。
圖4-1-1：開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的工作模式及等效電路
圖4-1-1中的(b)是開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的等效電路，工作模式分兩個(gè)階段：
開關(guān)導(dǎo)通初期階段，電容Cm上的電壓高于輸入電壓所以先由Cm驅(qū)動(dòng)電感Lm，當(dāng)Cm的電壓≤輸入電壓時(shí)這一階段結(jié)束，電容Cm上只存儲(chǔ)漏感的能量所以這一階段時(shí)間很短。
開關(guān)導(dǎo)通后期階段，漏感Lk和電感Lm串聯(lián)由輸入電壓驅(qū)動(dòng)同時(shí)電容Cm和電感Lm會(huì)發(fā)生輕微震蕩（某些情況是靠這個(gè)震蕩把漏感能量傳遞到次級(jí)）。
圖4-1-2：開關(guān)截止時(shí)的工作模式及等效電路
見(jiàn)圖4-1-2中的(b)等效電路，在開關(guān)關(guān)斷期間輸入和輸出可視為兩個(gè)獨(dú)立的電路，輸入側(cè)漏感Lk的能量被電容Cm吸收，輸出側(cè)電感Lm對(duì)負(fù)載釋放能量。
由上面兩個(gè)過(guò)程分析可知，在開關(guān)Toff期間電容Cm只存儲(chǔ)漏感的能量，在開關(guān)Ton期間電容Cm只釋放所存儲(chǔ)的漏感能量并將其傳遞到輸出側(cè)，除此之外同普通的反激沒(méi)什么區(qū)別。一般設(shè)計(jì)反激電路時(shí)會(huì)為漏感預(yù)設(shè)160V左右的余量，當(dāng)用這個(gè)電路后這個(gè)160V可以忽略了（根據(jù)Cm的大小范圍在0-160V之間）可用低耐壓的MOS管同時(shí)漏感能量傳遞到次級(jí)整體效率會(huì)提升不少。
其次反激變壓器在連續(xù)模式下其輸出二極管有反向恢復(fù)問(wèn)題，見(jiàn)下圖：
圖4-2-1：連續(xù)模式下輸出二極管反向恢復(fù)問(wèn)題
反向恢復(fù)問(wèn)題可等效的看作是在MOS管旁并聯(lián)了一個(gè)大電容造成開啟瞬間出現(xiàn)一個(gè)電流尖峰，根據(jù)反激開關(guān)電源的工作機(jī)理增大漏感可以抑制這個(gè)電流尖峰，見(jiàn)圖4-2-2：
圖4-2-2：漏感可抑制輸出二極管反向恢復(fù)造成的電流尖峰
在以往情況下增加漏感意味著損耗增大效率降低，漏感小又有反向恢復(fù)問(wèn)題效率也會(huì)降低只能折中選取一個(gè)漏感。當(dāng)采用這種新拓?fù)涞脑拞?wèn)題就容易解決了，可以增大漏感又不影響效率。
在前面圖2中初級(jí)線圈n1、n3是采用雙線并繞，在這個(gè)應(yīng)用中不采用并繞的方式或者是額外引入漏感使n1、n3線圈都寄生有漏感，電路如下：
圖4-2-3：解決輸出二極管反向恢復(fù)問(wèn)題的電路
仿真結(jié)果如下：
圖4-2-4：解決輸出二極管恢復(fù)問(wèn)題的仿真
從圖4-2-4中可以看出增加的漏感Lkn3很好的抑制了電流尖峰，不過(guò)漏感Lkn3上的能量只能傳遞回電源形成無(wú)功功率，好在這部分能量不大無(wú)功損耗也就更小了。
有一篇叫做“反激變換器繞組鉗位電路的設(shè)計(jì)與分析”的文章與這里的電路非常的相似。那個(gè)電路所具有的優(yōu)點(diǎn)也是這個(gè)電路的優(yōu)點(diǎn)，從而驗(yàn)證了之前的理論和仿真結(jié)果。不過(guò)這里的電路有著更優(yōu)異的特點(diǎn)，見(jiàn)下面兩個(gè)電路對(duì)比圖：
圖4-2-5：那個(gè)電路與這個(gè)電路的對(duì)比
兩個(gè)電路的區(qū)別就在于二極管的接法略有不同，圖(b)這個(gè)電路能達(dá)到更高的效率而且可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。
可能有人還沒(méi)注意到這個(gè)電路區(qū)別于其它電路最優(yōu)異的特點(diǎn)，這個(gè)特點(diǎn)在前面也提到過(guò)見(jiàn)下圖：
圖4-2-6：不吸收主電感能量的一種結(jié)構(gòu)
假設(shè)初級(jí)兩線圈耦合的好，當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)上圖中的(a)就等效于圖(b)其結(jié)果為主電感被免疫掉了，換言之電容Cm只吸收漏感能量不吸收主電感能量。
而無(wú)損吸收電路和文獻(xiàn)中的電路多加了個(gè)二極管也就沒(méi)有了這個(gè)優(yōu)異的特點(diǎn)。比如圖4-2-5中(a)或者通常的RCD吸收電路，即使電容C上有很高的的電壓也會(huì)吸收主電感能量只是隨著電壓的升高吸收的比例變小而已，圖4-2-6的這個(gè)結(jié)構(gòu)則完全不吸收其效率和性能還是很值得期待的。后面或許會(huì)仿一個(gè)PFC的應(yīng)用，在寬范圍輸入條件下這種優(yōu)點(diǎn)可能會(huì)體現(xiàn)的更明顯些。
有人說(shuō)這個(gè)電路跟speic電路很像，經(jīng)分析發(fā)現(xiàn)了這個(gè)電路同speic電路之間的淵源。
圖4-2-7：speic電路與新拓?fù)涞膶?duì)比
圖4-2-7中的(a)是speic電路，其輸出功率全部由電容Cm傳遞。將(a)中的輸入電源換個(gè)位置就得到了(b)，圖(b)就是去掉變壓器的新拓?fù)涞牡刃щ娐贰?/div>
兩個(gè)電路一個(gè)RCD吸收一個(gè)無(wú)損吸收，電路及參數(shù)如下：
圖4-3-1：RCD吸收及無(wú)損吸收PFC電路
輸入峰值300V輸出功率60W左右，圖(a)RCD參數(shù)為電容100nF，電阻16K歐姆，圖(b)無(wú)損吸收電容18nF。仿真結(jié)果對(duì)比如下：
圖4-3-2：普通反激PFC與無(wú)損吸收PFC波形對(duì)比
圖4-3-2中兩電路的MOS管電壓Vds相同，輸入電流峰值無(wú)損吸收大于普通反激，輸入電流平均值相同，輸出電流平均值相同，輸出電壓無(wú)損吸收大于普通反激，這說(shuō)明在相同輸入功率的條件下無(wú)損吸收PFC電路的效率要高于普通反激。再把波形局部放大對(duì)比如下：
圖4-3-3：普通反激與無(wú)損吸收PFC波形局部放大
上圖中(a)普通反激電路Vds有尖峰電壓這是漏感造成的，圖(b)無(wú)損吸收則沒(méi)有這個(gè)電壓尖峰，而且只用了18nF的電容。兩種電路都采用的是臨界模式控制，輸入電流、輸出電流都是斷續(xù)的，輸出電壓上疊加有工頻紋波。
在仿真PFC功能的時(shí)候發(fā)現(xiàn)這個(gè)電路的吸收電容并不能設(shè)置的太大否則PFC值做不高，分析發(fā)現(xiàn)這個(gè)吸收電容Cm的效果跟母線電容一樣，進(jìn)一步分析得到了這個(gè)電路的最終等效電路，見(jiàn)下圖：
圖4-3-4：最終等效電路
從等效電路看漏感等效為濾波電感，電容Cm等效為母線電容，之前的仿真增大漏感后輸入電流為連續(xù)也能從這個(gè)等效電路得到驗(yàn)證。總之經(jīng)過(guò)這個(gè)電路的變換漏感可以被利用起來(lái)，既能實(shí)現(xiàn)輸入電流的連續(xù)又能提高電路的效率，還有關(guān)鍵一點(diǎn)簡(jiǎn)單而又低成本。
將電路的的參數(shù)稍作修改可以實(shí)現(xiàn)連續(xù)模式的PFC，見(jiàn)下圖仿真：
圖4-3-5：連續(xù)模式PFC波形
根據(jù)圖4-3-4(b)可知這個(gè)電路是可以實(shí)現(xiàn)輸入連續(xù)的，上圖中由于參數(shù)和控制方式的原因輸入電流波形距饅頭波還有一定差距。
采用這種電路結(jié)構(gòu)可以將漏感利用起來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入電流的連續(xù)，那么是否也可以將輸出漏感利用起來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電流的連續(xù)？
輸入輸出都連續(xù)的反激電路如下圖：
圖4-3-6：輸入輸出連續(xù)的高效反激電路
上圖(a)是實(shí)際電路，相對(duì)于反激輸入輸出都多了一個(gè)線圈，電容只是換了個(gè)位置。圖(b)是等效電路，漏感是按電感的5%取的，由于輸出是連續(xù)所以達(dá)到原50mV紋波要求的輸出電容只需300uF（原電容是3000uF）。仿真如下：
圖4-3-7：高效反激波形
這種高效反激電路同普通反激的直流增益是一樣的控制上也就都一樣，反激還是反激。由于漏感被利用上實(shí)現(xiàn)了輸入輸出電流的連續(xù)所以在性能和成本上會(huì)有很大優(yōu)勢(shì)，效率的提高恐怕不止3-5個(gè)點(diǎn)，可以通過(guò)仿真看一下這個(gè)電路所能達(dá)到的效率。（這個(gè)電路同時(shí)也解決了反激電路連續(xù)模式下輸入二極管反向恢復(fù)問(wèn)題，見(jiàn)上圖中MOS電流）
效率仿真結(jié)果如下：
圖4-3-8：高效反激的效率仿真
仿真的電路中二極管管壓降為0.3V元器件直流阻抗1m歐，忽略開關(guān)損耗及磁芯損耗，從仿真結(jié)果看效率可以達(dá)到95%左右。
來(lái)源：電源網(wǎng)論壇
