【導讀】理解電壓調節器的物理特性對于設計符合EMI和EMC兼容性要求的電源系統至關重要。開關調節器(降壓、升壓、反激以及SEPIC拓撲結構)的物理特性對于元件選擇、電磁設計以及PCB布局具有特殊的指導意義。漏感、ESR和ESL的寄生效應是優化電路性能的關鍵所在。
大多數便攜設備包含電壓調節器或其它類型的電源電路，許多非便攜式設備中使用的小尺寸光刻技術IC要求較低的供電電壓，也必須由特定的電源電路來提供。然而許多設計者并不完全了解，電壓調節器和電源電路的選擇對于電池壽命、電磁干擾/電磁兼容(EMI/EMC)規范的兼容性、甚至產品的基本性能能否達到設計要求都有著重大影響。以下就有關電源電路中電氣噪聲的產生和傳播機制及物理原理進行討論。
電壓調節器
最為普通的功率轉換器就是電壓調節器。它可以接受一個在某給定范圍內變動的輸入電壓，并產生一個不變的輸出電壓。電壓調節器主要包含兩大類：開關型和所有其它類型(主要是線性和并聯型)。不同于開關型調節器，線性和并聯型的適用范圍很有限，因為其輸出電壓必須保持低于輸入電壓。另外，大多數開關調節器的效率也優于對應的線性或并聯型調節器。不過，線性/并聯型調節器的低噪聲和簡單性使它們相對于開關調節器更有吸引力。
最簡單的電壓調節器是并聯型調節器，它通過調節流過電阻的電流，使輸入電壓下降到一個穩定的輸出電平。齊納二極管具有類似功能，但齊納管中的功率消耗過大，且負載調整(輸出電壓隨負載電流的變化)很差。有些并聯調節器允許利用分壓網絡設定穩定電壓，但通常是作為一個功能模塊出現在更為復雜的調節器或電源中。一般來講，并聯調節器適合于負載電流變化不大的低功耗系統。然而，這種狹窄的應用范圍可以通過增加一個有源調整元件(通常是一個雙極晶體管)而得以擴展，此時的并聯調節器就轉變為線性調節器。
線性電壓調節器
線性電壓調節器利用一個有源調整元件(雙極型或MOSFET)將輸入電壓降低至穩定的輸出電壓。這類器件中，低壓差型(LDO)在過去的十年中已十分流行。壓差指維持輸出穩定所需的最小電壓差異(輸入和輸出之間)。降落電壓高達1V的調節器一度被稱為LDO，但更典型的壓差值在100mV至300mV之間。
線性調節器的輸入電流接近于輸出電流，它的效率(輸出功率除以輸入功率)是輸出/輸入電壓比的函數。因此，壓差是一個非常重要的性能，因為更低的壓差意味著更高的效率。如果輸入電壓高出輸出很多，或者它在很寬的范圍內變動，那么就很難獲得比較高的轉換效率。除此之外LDO調節器還可作為一道屏障來隔離開關調節器產生的噪聲(進一步討論)。在此用途中，LDO調節器的低壓差特性有利于改善電路的總體效率。
開關調節器
如果線性或并聯型調節器的性能不能滿足應用要求，那么設計者就必須轉而考慮開關型調節器。然而，伴隨著性能的改進也帶來一些不足之處，例如更大的尺寸和更高的成本，更敏感于(并產生)電氣噪聲，以及復雜程度的增加等等。
開關調節器或電源所產生的噪聲以傳導或輻射的形式出現。傳導型噪聲表現為電壓或電流形式，它們還可進一步分類為共模或差模傳播方式。更為復雜的是，連接線上有限的阻抗會將電壓傳播轉換為電流傳播，反之亦然，并且差模傳播也會產生出共模傳播噪聲，反之亦然。
一般來講，你可以降低上述一種或多種傳播類型的噪聲使電路得到優化。傳導型噪聲對于固定系統的影響往往比對便攜式系統更為嚴重。因為便攜式設備依靠電池工作，它的負載和電源沒有傳播傳導型噪聲的外部連接。
為了理解開關調節器中的噪聲源，必須首先了解其工作原理。對于各種類型開關調節器的描述超出了本文的涉及范圍。不過，基本上各種開關調節器都是利用有源元件(晶體管和二極管)在儲能元件(電感和電容)之間往復傳送電流，最終實現源端電壓/電流到負載端電壓/電流的轉換。為方便描述，采用MAX1653 DC/DC轉換控制器構成典型的同步整流、降壓型轉換器(圖1)。
圖1. 圖中所示的降壓型開關調節器采用外接的開關管(N1)和同步整流器(N2)
正常工作期間，該電路在高端開關(N1)導通時從輸入向輸出傳送電流，而在N1關斷、同步整流器(N2)導通時由電感繼續傳送。粗略假定所有元件都是理想的，可以得到近似一階的電流和電壓波形(圖2)，這些元件的寄生效應將在后續部分中考慮進來。
圖2. 這些工作波形基于圖1電路中所有元件具有理想特性的假設后得出
由于N1僅在一部分時間內導通，從源端和輸入電容(CIN)的位置看來電流是不連續的。CIN在N1導通時提供超出部分電流(IL - IINPUT)，而在N1關斷時由輸入電流儲存電荷。如果CIN為無限大，且具有零等效串聯電阻(ESR)和零等效串聯電感(ESL)，它兩端的電壓將在上述充電和放電周期中保持恒定。當然，實際電壓會在每個周期間波動。電流脈沖根據電導率關系，以等于或高于轉換器開關頻率的速度，在CIN和輸入源之間進行分配。
降低這種傳導型噪聲的一種最直接的方法是：在輸入端連接低阻抗旁路電容。另外一種靈巧一點的辦法更為節省成本和電路板空間：增加電源和轉換器之間的阻抗，并確保必要的直流電流能夠不受阻礙地通過。最佳的阻抗元件是電感器，但應確保轉換器的輸入阻抗在最高至環路的轉折頻率時都保持較低的水平(大多數DC-DC開關轉換器的環路轉折點位于10kHz到100kHz間)。否則的話，輸入電壓的波動會導致輸出電壓不穩定。
輸出電容(COUT)上的紋波電流要比CIN上的低得多，不但幅度較低，而且(不同于輸入電容)電流是連續的，因此也就具有比較少的諧波成分。通常，每匝線圈都被一層絕緣物質覆蓋，這就在各匝線圈之間形成了一個小的電容。這些雜散電容串聯疊加后形成一個和電感相并聯的小等效電容，它提供了一條將沖擊電流傳導至COUT和負載的通路。這樣，開關節點處(LX)電壓波形的不連續跳變沿就會向COUT和負載傳送高頻電流，結果常常是在輸出電壓上形成毛刺，能量分布于20MHz至50MHz范圍。
這種類型轉換器的負載常常是對于傳導噪聲敏感的某種形式的微電子電路，不過幸運的是，轉換器的傳導噪聲在輸出端比起輸入端來更容易控制。和輸入端一樣，輸出傳導噪聲也可以利用低阻抗旁路或第二級濾波來加以控制，第二級(后端)濾波器的使用應當謹慎。輸出電壓是控制環路中的一個控制變量，輸出濾波器給環路增益附加了延時或相移(或兩者)，有可能使電路不穩定。如果一個高Q值LC后端濾波器被置于反饋點之后，電感的電阻將會降低負載調整特性，并且瞬態負載電流會引起輸出振蕩。
其它拓撲
其它類型的開關轉換器具有與降壓轉換器類似的問題。以升壓型轉換器(圖3)為例，此種類型轉換器的基本結構類似于降壓型轉換器，只不過輸入和輸出易位。這樣，出現于降壓轉換器輸入端的問題也會出現在升壓轉換器的輸出端，反之亦然。
圖3. 這個升壓型開關調節器缺省同步整流器，但仍然相似于輸入和輸出互換的降壓型結構。
降壓轉換器的應用具有局限性，因為其輸出電壓必須低于輸入電壓。類似地，升壓轉換器的輸出電壓必須高于其輸入電壓。當輸出電壓落在輸入電壓范圍之間時，就給這兩種拓撲的轉換器造成一些困難。反激式轉換器拓撲可以解決這個問題(圖4)。
圖4. 反激式調節器在輸入范圍高于和低于輸出電壓的情況下都可保持穩定的輸出
反激式轉換器輸入、輸出端的電流均不連續，這使傳導型噪聲更加難以控制，這種轉換器的噪聲特性通常比升壓型或降壓型更差。存在于這種轉換器的另一個問題是，變壓器上每個繞組中的電流都不連續。這種不連續電流作用于變壓器漏感就會產生高頻電壓尖刺，它可以傳播到其它電路。初、次級線圈之間的空間間隔是造成漏感的主要原因。也就是說，漏感是由空氣中的磁場引起的(因為磁芯中的磁場同時耦合至初級和次級線圈)。因此，因漏感而產生的電壓尖刺會產生電磁輻射。
另一種解決輸入和輸出電壓交疊問題的方法是采用單端主電感轉換器(SEPIC)拓撲。SEPIC轉換器類似于反激式電路，只是在變壓器初級和次級線圈間連接了一個電容(圖5)。在反激電流被切斷時，這個電容提供了一條初級和次級線圈的續流通路，由于初級和次級線圈中的電流變為連續，因此改善了反激式電路的性能。從另一方面講，增加反激式電路的輸入輸出電容通常也可以有效改善其噪聲性能，使這種拓撲可以被接受。如果傳導噪聲和輻射噪聲可能會成為問題的話，那么SEPIC電路要優于反激式。
圖5. 不同于非常相似的反激式調節器，單端主電感轉換器(SEPIC)具有連續的初級和次級電流，所產生的噪聲更低。
線性后端調節
有些應用要求輸出噪聲非常小，而又無法接受線性調節器的低效率。這種情況下，采用開關調節器后接線性調節器的結構可能會比較適合。后端調節器可以削弱開關調節器產生的高頻噪聲，最終的噪聲性能可以接近于一個單獨的線性調節器。由于大部分電壓轉換由開關調節器完成，因而效率的損失要比完全采用線性調節器時小得多。
這種方案也可以用于在輸入輸出電壓范圍有重疊的應用中，替換反激式和SEPIC轉換器。當輸入電壓低于輸出時升壓轉換器工作，而當輸入高于輸出時線性調節器發揮作用。升壓轉換器和低壓差(LDO)線性調節器可以被組合到單片IC中(圖6)。這種器件具有一種跟蹤模式，使升壓轉換器的輸出電壓總是高出LDO輸出電壓300mV。這樣，LDO調節器能夠保證具有足夠的PSRR和電壓裕量(輸入減輸出)，可以在各種情況下抑制升壓轉換器的輸出噪聲。
圖6. 作為第三種選擇方案，此IC結合了一個開關型調節器(用于升壓)和一個線性調節器(用于降壓)，當輸入電壓范圍跨越輸出電壓時可以保持穩定的輸出。
共模噪聲
按照定義，共模傳導噪聲在輸入或輸出端的兩條連接線上相位相同。一般來講，它僅對那些和大地有連接通路的固定系統造成影響。在一個帶有共模濾波器的典型離線式電源中(圖7)，共模噪聲的主要來源是MOSFET。MOSFET通常是電路中的主要耗能元件，很多情況下它需要配散熱器。
圖7. 在這個典型的離線式電源中，共模濾波器可降低輸入和輸出兩側的噪聲。
TO-220器件的散熱片連接于MOSFET漏極，而大多數情況下，散熱器會向大地傳導電流。由于MOSFET與散熱器電氣隔離，它和大地之間具有一定的分布電容。隨著開關的打開和關斷，迅速變化的漏極電壓會通過分布電容(CP1)向大地發送電流。由于交流電線和大地之間的低阻抗，這種共模電流會通過交流輸入流入大地。變壓器也會通過分布于隔離的初、次級繞組間的電容(CP2A和CP2B)傳導高頻電流。這樣，噪聲會同時傳向輸出端和輸入端。
圖7中，共模傳導噪聲被安置在噪聲源(電源)和輸入或輸出之間的共模濾波器抑制。共模扼流圈(CML1和CML2)通常是在單一磁芯上按圖中所示極性繞制而成。負載電流和驅動電源的入線電流都是差模電流(電流由一條線流入另一條線流出)。在這種由單一磁芯繞制的共模扼流圈中，差模電流產生的磁場互相抵消，因此可以使用較小的磁芯，因為其中的儲能很小。
許多為離線式電源設計的共模扼流圈采用空間上分離的線圈繞成。這種結構增加了一定的差模電感，這有助于降低傳導型差模噪聲。由于磁芯同時穿過兩組線圈，所以由差模電流和電感產生的磁場主要存在于空氣中而非磁芯中，這會導致電磁輻射。
產生于電源所帶負載的共模噪聲會經由變壓器中的分布電容(CP2A和CP2B)，穿過電源向交流電網傳播。在變壓器中增加法拉第屏蔽(初、次級之間的接地層)可以降低這種噪聲(圖8)。屏蔽層的引入在初級和次級線圈與地之間分別形成了分布電容，這些電容將共模電流旁路到地，而不再穿過變壓器。
圖8. 初級和次級之間的法拉第屏蔽可以阻斷通過變壓器繞組間分布電容的共模噪聲
正如傳導噪聲總是以電壓或電流的形式出現，輻射噪聲則是表現為電場或磁場的形式。然而，由于電磁場存在于空間而非導體中，因此也就沒有差分或共模之別。電場存在于兩個電位之間的空間中，磁場圍繞通過空間的電流而存在。兩種場可存在于一個電路中，因為電容就是以電場的形式儲能而電感/變壓器則以磁場的形式儲存/耦合能量。
電場
由于電場存在于兩個具有不同電位的表面或實體之間，因此，只需要用一個接地的防護罩將設備屏蔽起來，就可以相對容易地將設備內部產生的電場噪聲限制在屏蔽罩內部。這種屏蔽措施已被廣泛用于監視器、示波器、開關電源以及其它具有大幅度電壓擺動的設備。另外一種通行的做法是在電路板上設置接地層。電場強度正比于表面之間的電位差，并反比于它們之間的距離。舉例來講，電場可存在于源和附近的接地層之間。這樣，利用多層線路板，在電路或線條與高電位之間設置一個接地層，就可以對電場起到屏蔽作用。
不過在采用接地層時還應注意到高壓線路中的容性負載。電容儲能于電場中，這樣，當靠近一個電容設置接地層時就在導體和地之間形成一個電容。導體上的大dV/dt信號會產生大傳導電流到地，這樣，在控制輻射噪聲的同時卻降低了傳導噪聲性能。
如果出現電場散射，來源最有可能位于系統中電位最高的地方。在電源和開關調節器中，應該注意開關晶體管和整流器，因為它們通常具有高電位，而且由于帶有散熱器，也具有比較大的表面積。表面安裝器件同樣存在這個問題，因為它們常常要求大面積電路板覆銅來幫助散熱。這種情況下，還應注意大面積散熱面和接地層或電源層之間的分布電容。
磁場
電場相對比較容易控制，但磁場就完全不同了。采用高磁導率(µ)的物質將電路封閉起來可以起到類似的屏蔽作用，但是這種方法實現起來非常困難而且昂貴。通常來講，控制磁場散射最好的辦法就是在源頭將其減至最小。一般情況下，這就要求選擇那些磁輻射小的電感和變壓器。同樣重要的還有，在進行電路板布局和連接線配置時要注意最大限度減小電流回路的尺寸，尤其是那些載有大電流的回路。大電流回路不僅向外輻射磁場，但它們還增加了導線的電感，這會在載有高頻電流的線上引起電壓尖刺。
電感
沒有電感或變壓器設計經驗的電路設計者傾向于選擇商品化的變壓器和電感。盡管如此，了解一點磁性材料方面的知識將有助于設計者針對具體應用做出最適當的選擇。
降低電感散射的關鍵是選用高磁導率的材料，以便使磁場局限于磁芯中而不向周圍空間散射。在高磁導率介質中，磁場密度幾乎隨著磁導率正比增加。這很象是并聯的電導：當一個1S的電導(即1Ω電阻)和一個1mS的電導(1kΩ電阻)并聯時，其中的電流將是1mS電導中電流的1000倍。一個1000µ、1in²的磁芯相比于一個1µ、1in²的磁芯，其中的磁場密度之比例為1000:1。高磁導率介質不能儲存很多能量，所以，為了縮小電感尺寸，常常采用帶有氣隙的高磁導率磁芯。
為方便理解，參見圖9。參量B (X軸)正比于V×t/N，其中N為線圈匝數。參量H (Y軸)正比于N×i。這樣，曲線的斜率(正比于µ)也就正比于電感(L = V/[di/dt])。為這個鐵氧體磁芯(或其他類型的高磁導率磁芯)增加氣隙將使斜率降低，同時降低了等效磁導率和相關的電感。電感因斜率的變化而降低，而最大電流因斜率的變化而增加，同時飽和磁感應強度B保持不變。所以，儲存于電感的最大能量(½LI²)增加了。這種增加也可以通過給電感施加一個電壓，然后觀察達到飽和Bsat所需的時間來得到印證。儲存于磁芯的能量是(V×i)dt的積分。因為對于帶有氣隙的磁芯，同樣的電壓和時間下總是具有更高的電流，所以相應的儲能也更高。
圖9. 鐵氧體磁芯增加氣隙后迫使磁通透出磁芯，使電感或變壓器儲能于器件周圍的磁場中。
然而，采用帶氣隙的磁芯會增加電感周圍空間中的磁輻射。以軸狀磁芯為例，因為具有很大的氣隙，它在工作時具有很強的磁輻射，正是由于這個原因，在很多對噪聲敏感的應用中不被采用。軸狀磁芯(線軸狀的鐵氧體)是一種最為簡單和最為廉價的帶氣隙的鐵氧體磁芯。將線圈繞于中軸上面便構成一只電感。由于線圈直接繞在磁芯上，除了線圈的引出外不再需要其它處理，因此成本很低。很多情況下，導線是通過磁芯底部的一塊金屬化區引出的，使電感可以進行表面安裝。其它一些表面安裝電感則是被固定在一個陶瓷或塑料頂蓋上，線圈通過頂蓋引出。
有些制造商在軸狀磁芯外部套裝了一個鐵氧體屏蔽罩來降低輻射。這種辦法是有效的，但同時也減小了氣隙，因而也就降低了磁芯儲能。由于鐵氧體自身儲能不多，通常在磁芯和屏蔽罩之間保留了一個小的氣隙，這將使這種類型的電感輻射一部分磁場。不過，在某種可以接受的散射水平下，軸狀磁芯在成本和EMI之間是一個比較好的折衷。
其它不同形狀的磁芯也可以根據應用要求增加氣隙(或不加)。例如罐狀磁芯、E-I磁芯和E-E磁芯等都具有一個中心柱或軸(圖10)，可以在上面開出一個空氣間隙。在磁芯的中心開氣隙并用線圈將其完全包圍起來，有助于減少氣隙向外部空間的磁輻射。這種電感通常更貴一些，因為線圈必須獨立于磁芯繞制，磁芯環繞線圈組裝。為便于設計和組裝，可以購買中軸上預留氣隙的磁芯。
圖10. 不同幾何形狀的磁芯具有不同的儲能能力、磁輻射和組裝難易程度，它們均可增加氣隙。
或許在降低磁輻射方面表現最好的磁芯是具有分布式氣隙的磁環。這種磁芯采用填充材料和高磁導率金屬粉末混合后壓制成型。被非磁性填充物分隔的金屬粉末顆粒中有小的氣隙，能夠產生均勻分布在整個磁芯的總“氣隙”。線圈環繞磁環繞制，使磁場在線圈中間沿著磁環形成圓環。當線圈繞滿磁環整個圓周時，它就完全包圍住磁場將其屏蔽起來。
分布氣隙式磁環的能損有時會比開有氣隙的鐵氧體磁芯更高一些，這是由于組成芯體的金屬顆粒中容易形成渦流，導致磁芯發熱而使電源效率降低。由于線圈必須穿過磁環中心，繞制比較困難，所以這種類型的電感也比較貴。線圈繞制可由機器完成，但比起傳統類型的繞線機，這種類型的機器更貴而且操作更慢。
有些鐵氧體磁環具有非連續的氣隙。這種磁芯所產生的磁輻射高于上述分布氣隙式磁芯，但典型的帶氣隙磁環具有比較低的能損，因為它們封閉磁場的能力要優于其它類型的具有非連續氣隙的鐵氧體磁芯。用線圈包圍氣隙可以降低磁輻射，而環狀磁芯更有助于將磁場封閉于芯體內部。
變壓器
變壓器具有許多和電感共有的局限，因為它們采用同樣的磁芯繞制而成。除此之外，變壓器還有一些獨有的特性。實際變壓器的特性接近于理想變壓器—以正比于繞組匝比的電壓比率從初級向次級耦合電壓。
在變壓器等效電路中(圖11)，繞組間的分布電容等效為電容CWA和CWB。這些因素帶來的主要問題是隔離電源中的共模散射問題。繞組電容CP和CS很小，在開關型電源和調節器的工作頻率下通常可以忽略。勵磁電感LM的作用很重要，因為過高的勵磁電流會造成變壓器飽和。和電感一樣，飽和狀態下變壓器的磁輻射將會增加。飽和還會造成更高的磁芯能損，更高的溫升(有可能引起熱失控)，以及降低繞組間的耦合度。
圖11. 變壓器等效模型中的分布元件使其理想工作特性發生變化
漏感是由僅匝鏈一個繞組而未匝鏈其它繞組的磁場產生的。雖然在有些耦合式電感和變壓器(就象前面討論的共模扼流圈)中有意將這個參數設計得比較大，但對于開關電源來講，漏感LLP和LLS常常是最令人頭痛的寄生元件。同時匝鏈兩個繞組的磁通將兩個繞組耦合為一體。所有變壓器繞組都環繞磁芯，因此任何漏感都存在于磁芯外部，在空氣中，會向外界產生磁輻射。
漏感帶來的另外一個問題是，當電流迅速變化時會產生大電壓，這在大多數開關電源變壓器中有所表現。這種大電壓會使開關晶體管或整流器過壓而損壞。吸收緩沖器(通常是一只串聯的電阻和電容)常被用來耗散這種電壓尖峰的能量，而使電壓得到控制。另一方面，有些開關器件被設計為可以承受一定的重復性雪崩擊穿，能夠耗散一定功率，可以不用外部緩沖器。
變壓器漏感的測定很簡單，只需短路次級線圈，然后測量初級電感即可。這種測量結果中也包含了通過變壓器耦合的次級漏感，多數情況下，這個漏感也必須加以考慮，因為它也會增加初級側的電壓尖峰。對應的尖峰能量可按公式E = ½LI²計算，這樣，漏感造成的功率消耗就是每一尖峰的能量乘以開關頻率：P = ½LI²f。
對于變壓器的具體要求和不同的電源拓撲有關。有些拓撲通過變壓器直接耦合能量，例如半橋、全橋、推挽式或正激式轉換器，這就要求非常高的勵磁電感以防止飽和。這些電路中變壓器的初級和次級線圈同時傳輸電流，直接通過變壓器耦合能量。由于只有很少的能量儲存于磁芯中，變壓器可以做得比較小。這種變壓器通常采用沒有氣隙的鐵氧體或其它高磁導率材料的磁芯繞制而成。
另外一些電源拓撲則要求變壓器磁芯儲存一定的能量。反激式電路中的變壓器在開關周期的前半部分通過初級線圈儲能。在開關周期的后半部分，能量被釋放并通過次級線圈饋向輸出。和電感的情況一樣，不帶氣隙的高磁導率磁芯不太適合變壓器儲能。相反，磁芯必須具有不連續的或分布式的氣隙。這會使元件的尺寸比不帶氣隙時的情況更大一些，但卻省去了額外的儲能電感，因此更加節省成本和空間。
布局
元件的選擇對于控制EMI至關重要，但電路板的布局和互連也具有同等重要的影響。尤其是對于高密度、采用多層電路板的開關電源，元件的布局和走線對于電路的正常工作具有重要的影響。功率的切換可以在連接線上產生很大dV/dt和di/dt的信號，它可以耦合到其它連線上造成兼容性問題。不過，只要在關鍵回路的布局方面多加注意，就可避免兼容性問題以及花費很大代價去對電路板進行修改。
對于一個系統來講，輻射型和傳導型電磁干擾很容易區分，但具體到某快電路板或某段導線，問題就變得復雜了。相鄰連線之間會有電場的耦合，同時也會通過分布電容傳導電流。同樣地，連線之間也會象變壓器一樣通過磁場發生耦合。這種相互作用可以利用集中元件進行描述，也可以采用電磁場理論進行分析。具體采用何種方法取決于系統的精確度要求。
串擾
兩個或更多導體靠得比較近時，它們之間就會有容性耦合，一個導體中的大幅度電壓變化會向其它導體耦合電流。如果導體是低阻抗的，則耦合電流僅產生很小的電壓。電容反比于導體間的距離而正比于導體的面積，這樣，減小相鄰導體的面積，并增加它們之間的距離，將有利于降低傳導型噪聲。
另外一個減小導體間耦合的辦法是增加一個接地或屏蔽層。導體之間的一條接地線(很多情況下為電源總線或其它類型的低阻抗節點)可以將容性耦合過來的干擾信號旁路到地，從而起到防止導體間相互干擾的作用。但應當謹慎行之。如果載有快速dV/dt信號的線條被靠近某接地層放置，而該接地層與大地之間通過高阻互連，那么上述快速變化信號就會耦合進入接地層。進而接地層又會向敏感線路耦合，這樣，非但沒有改善，反而使噪聲問題更加惡化。如果接地層不用承載大電流，通常趨向于采用細導線將其連接到地。然而，細導線具有比較大的電感，這會使接地層對于快速變化的電壓信號呈現為高阻。
必須保證接地層不向電路的敏感部分耦合噪聲。例如，輸入、輸出旁路電容就經常通過接地層傳輸電流，高頻電流對于敏感電路會產生不可忽視的影響。為避免這種問題，常常在電路板上采用獨立的層面，分別用于電源和信號的接地。將不同層面在單點連接，那么，大功率接地層上的噪聲就不會注入到其它層面上去。這種做法類似于所有元件在單點接地的星形地(所有線條以“星”形匯聚至接地點)。星形接地的效果等同于采用獨立的功率和信號接地，但在一個比較復雜的、包含許多接地元件的大型電路中無法實施。
如果已知某個節點對噪聲敏感，那么所有連接到該節點的線條和導線都應該遠離那些有大幅度電壓變化的節點走線。如果做不到，需要增加一個良好的接地或屏蔽。良好的電容旁路也可以降低這些節點對串擾的敏感度。通常，一個連接于節點和地之間，或者是節點和電源總線之間的小電容，就可構成一個適當的旁路。
在選擇旁路電容時，要確保其在可能引起問題的頻率范圍有足夠低的阻抗。等效串聯電阻(ESR)和等效串聯電感(ESL)可能會使電容在高頻下的阻抗高于預期，因此，具有低ESR和ESL的陶瓷電容被普遍用于高頻旁路。陶瓷電介質對于性能的影響也比較大。較高容量的電介質(例如Y5V)會使電容隨著電壓和溫度的改變發生比較大的變化。在最高額定電壓下，由這種陶瓷制成的電容器的容量會比無偏壓時的容量低15%之多。更好一點的電介質具有稍低的電容量，對串擾的抑制與偏壓和溫度的相關性更低，很多情況下可以提供更穩定、更優良的旁路。
旁路電容的放置也很講究。為了抑制高頻噪聲，最好使需要旁路的信號線直接通過旁路電容走線。在圖12a中，與電容串聯的那段線條會增加ESR和ESL，增大了高頻阻抗，使電容作為高頻旁路的效果大打折扣。更好的布線方式是使線條直接通過電容，這樣，線條的離散ESR和ESL將協助電容產生更好的濾波效果。
圖12. 較差的旁路布線(a)使線條電感和電阻附加到電容中。而在較好的布線中(b)，線條的分布參數加強了電容的濾波效果。
有些節點不能采用旁路措施，因為這樣做會改變其頻率特性。一個例子就是用于反饋的電阻分壓器。大多數開關電源中，電阻反饋分壓器將輸出電壓分壓至誤差放大器可以接受的電平。加到這個反饋節點的大容量旁路電容和節點上的電阻構成了一個極點。因為分壓器是控制環的一部分，這個極點就成為環路特性的一部分。如果極點頻率不超過轉折頻率的一個十倍頻程，它所產生的相位或增益效應將給環路穩定性帶來不利影響。
電感
開關電源中經常要快速切換電流。這些電流通路上的分布電感就會產生較大的噪聲電壓，它們會耦合到敏感電路中或給元件造成電壓應力。承載直流電流的導線很少有問題，因為直流不會產生電壓尖刺，或向其它導線耦合交流干擾。舉例來講，一條與電感串聯的導線一般不會有問題，因為分布電感要比電感的數值小得多。大值串聯電感會阻止不連續電流通過。
如果一個電路產生了不連續電流，就要設法防止其通過大的環路。電流環越大其電感量越大，隨之而產生的磁場輻射也就越大。這個原則同樣適用于元件的布局，因為電流經常是在有源器件之間進行切換的，例如晶體管和二極管。
考慮圖1所示的降壓型轉換器。當高端MOSFET開關(N1)打開時，電流通過輸入、N1、電感流向負載。N1關斷后，二極管(D)接續電流直到同步整流器(N2)打開。接著由N2傳導電流直到它被關斷，然后，由二極管接續電流，一直到下一個開關周期啟動。注意到流過電感和輸出電容的電流是連續的，因此不會是噪聲的主要來源。如果N1、N2和D彼此離開一定距離放置，那么在它們之間迅速切換的電流一定會在周圍環境中引發快速變化的電磁場。因為感應電壓正比于磁場的變化速率(dΨ/dt)，迅速波動的磁場就會產生大幅度的電壓尖峰。
需要注意，高頻電流將由輸入端電源和輸出端負載來承載。它應該由輸入和輸出電容旁路掉；否則的話，它們就會通過輸入或輸出連接線(或兩者同時)，參見傳導噪聲部分。輸入和輸出旁路電容的阻抗很重要。它們應該有足夠大的容量以保持比較低的輸入和輸出阻抗，但比起容量較小的陶瓷電容，較大容量的電容(例如鉭或鋁電解)具有更高的ESR和ESL。所以，必須確保電容在所關心的頻率下具有足夠低的阻抗。
一種選擇是將陶瓷電容和電解或鉭電容相并聯，因為陶瓷電容在高頻下具有較低的阻抗。不過，多數情況下，這種方式不如將多個電解或鉭電容并聯，以降低ESR和ESL，或者并聯多個陶瓷電容以增加總電容量。
本文來源于Maxim。
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