【導讀】作為電源工程師，我們能夠回憶起第一次接觸到理想化的降壓和升壓功率級的場景。還記得電壓和電流波形是多么的漂亮和簡單（圖1），以及平均電流的計算是多么地輕松，并且確定與輸入和輸出相關的傳遞函數也輕而易舉？
圖1：理想化的降壓與升壓功率級：這些圖看起來真是太棒了！
當我們對于用實際組件來實現轉換器有更加深入的了解時，這個波形變得復雜了很多。不斷困擾開關轉換器的一個特別明顯的非理想狀態就是同步降壓或升壓轉換器內所使用的MOSFET體二極管的反向恢復。氮化鎵—GaN器件不會表現出反向恢復特性，并因此避免了損耗和其它相關問題。借助于我的LMG5200和一個差不多的基于硅FET的TPS40170EVM-597，我將開始在24V至5V/4A電源轉換器中測量反向恢復。
反向恢復—到底是個啥東西？
一個二極管中的反向恢復就是當反向電壓被施加到端子上時流經二極管的反向電流（錯誤方向！）（請見圖2）。二極管中有儲存的電荷，這些電荷必須在二極管能夠阻斷反向電壓前重新組合。這個重新組合是溫度、正向電流、Ifwd、電流的di/dt，以及其它因數的函數。
圖2：反向恢復電流波形
恢復的電荷，Qrr，被分為兩個分量：恢復之前的Qa和恢復之后的Qb—二極管在此時開始支持反向電壓—請見圖3。你也許見過Qb與Qa一樣的軟恢復，這樣的話，di/dt比較慢，或者說，你見過Qb很小，而di/dt很高的“活躍”二極管。當di/dt很高時（由二極管急變引起），橋式功率環路中寄生電感的響應方式是把它們儲存的電能傾倒到寄生節點電容中；電壓振鈴會由于二階響應而出現。這也是將輸入功率級旁路電容器放置在輸入級附近的原因。由于環路中用于快速恢復的電感較少，由寄生電容導致電壓振鈴的電能較少。
圖3：已恢復的電荷
我用常規的方法來計算反向恢復損耗：我使用的是數據表中的Qrr額定值，并將其乘以頻率和輸入電壓（如果是降壓轉換器）或輸出電壓（如果是升壓轉換器）。二極管或MOSFET數據表通常指定一個反向恢復時間和一個反向恢復電荷。例如，CSD18563Q5A指定了一個49ns的反向恢復時間，trr，以及一個63nC的Qrr。方程式1計算在一個300kHz，24V->5V降壓轉換器中，由Qrr所導致的損耗一階估算值：
Qrr損耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW (1)
請注意！Qrr通常是25°C溫度下，針對特定Ifwd和di/dt的額定值。實際Qrr會在結溫上升時，比如說125°C時加倍（或者更多）。di/dt和初始電流都會有影響（更高或更低）。對于活躍型二極管，這個功率的大部分在上部開關內被耗散。對于軟恢復二極管，這個功率在上部開關和體二極管之間分離開來。如果di/dt和Ifwd條件與我的應用相類似，我將25°C溫度下損耗的2倍作為與恢復相關損耗的估算值。
那么，你打算拿這些損耗怎么辦呢？實際電路中，由反向恢復導致的真實峰值電流是多少？你也許嘗試用一個SPICE工具來仿真恢復，不過我還未在SPICE社區內發現比較好的針對二極管恢復的模型。圖4顯示的是一個TINA-TI? 仿真的結果；我用我們的24V/5V降壓轉換器的TPS40170產品文件夾對這個仿真進行了修改，從而顯示出頂部開關內的開關節點電壓 (SW) 和電流（負載電流加上反向恢復電流，以及用一個10mΩ分流電阻器感測到的開關節點電容電流）。
圖4：TINA-TI 仿真：TPS540170
注意到大約5A的峰值紋波電路，以及5A峰值反向恢復電流加上開關節點電容充電電流。我運行了這個仿真，并且將溫度從27°C增加至125°C—峰值恢復電流沒有增加—并且看起來好像SPICE沒有對這個恢復進行正確建模。
接下來我們來看一看在一個真實電路中測量反向恢復的方法。
測量一個同步降壓轉換器中的反向恢復不太容易。電流探頭太大，并且會大幅增加功率級環路中的電感。而且電流探頭的帶寬也不夠。
使用一個分流電阻器怎么樣？這聽起來是可行的，不過你需要確保這個器件不會引入過大的環路電感。我找到了幾個電阻值在10mΩ，并且具有“低電感”的電阻器。
我很想把這個器件放在同步FET的源極上，不過會有兩個問題：
·分流電阻器上會出現柵極驅動電流，以及恢復和負載電流。
·這個分流電阻器將增加電感，會由于高di/dt電流而影響到下橋柵極驅動。
其中一個解決方案就是將分流電阻器放在上橋MOSFET的漏極內，這樣的話，分流電阻器就不會影響到柵極驅動了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有這樣的功能—它內置有開爾文連接，并且具有能夠減少電感的結構。請見圖5。
圖5：分流電阻器（Vishay公司生產）
硅MOSFET恢復測量
為了用一個硅MOSFET橋獲得基線Qrr測量值，我掏出一把切割刀，在TPS40170EVM-597上為分流電阻器辟出了一個安全島，并將這個分流電阻器放置其中。我使用的是一條50Ω SMA至BNC電纜，將信號傳送到這個示波器（與50Ω的電阻值端接）。我串聯了一個50Ω的電阻器，這樣的話，我得到一半的信號值，不過沒有振鈴。注意在同時使用不同類型的探頭時要進行失真調節！
需要注意的一點是，當分流電阻器位于頂端時，這個示波器被接地至正輸入電壓軌。這意味著電源正輸出被接地（負電源接至降壓轉換器），任何其它測試設備，比如說負載測試器，一定不能使流經示波器連線的電源短路。圖6顯示的是經修改的評估模塊 (EVM) 電路原理圖。
圖6：用于反向恢復測量的經修改的硅橋
圖7顯示了插入分流電阻器后的TPS40170 EVM。
圖7：EVM探測技術
圖8顯示的是開關節點，以及300kHz, 24VIN, 5VOUT 和4AOUT 時的分流波形。
圖8：硅橋開關波形
在圖8中，黃色是軟件節點，而紫色表示的是頂部FET漏極電流。電流平均值的“三角”波形與4A負載完美匹配 -> 20mV = 4A。
在圖9中，針對TPS40170/硅MOSFET的高亮反向恢復電荷用紅色顯示（使用的是CSD185363A）。峰值恢復電流為18A左右 (90mV)，據我估算，對于24V*300KHz*100nC = <720mW的損耗，Qrr大約小于100nC。需要注意的是，這個電流在“紅色區域”內的部分在開關節點上升時流入負載，所以估算值也許會比Qrr高一點。
圖9：硅橋反向恢復
想象一下這種情況！每3.3μs從輸入電源汲取一個18A、12ns寬的電流脈沖。高di/dt將導致所有功率級中的環路電感產生出電壓，并且有可能造成運行問題。幸運的是，TPS40170EVM-597具有一個可以緩解這些問題的極佳布局布線—實際上，這些問題并不會一直出現。
進入GaN,恢復在哪？
我使用了同樣的技術來測量LMG5200 GaN（氮化鎵）EVM。我首先當LMG5200EVM在負載為4A，將24V驅動為5V時，抓取了一個LMG5200EVM開關節點電壓的參考示波器波形圖。我使用的是一臺安捷倫33220A，在300kHz時，將一個固定的21%左右的占空比驅動至LMG5200 PWM輸入。請見圖10，通道1顯示的是開關節點波形。
圖10：LMG5200 GaN開關波形
我將高/低驅動信號包括在內，作為參考（通道3&4）。這個“體二極管”傳導比MOSFET的體二極管有更高的壓降—我在這段時間看到的壓降是2.5V左右，而不是大約0.6V。我抓取了這幅示波器波形圖的原因在于，我將要在輸入環路中增加一個會導致更多振鈴的電阻器/電感。
圖11顯示的是在我將分流電阻器添加到上橋GaN器件的漏極后的變化。
圖11：GaN開關波形探測技術
需要注意的是，我必須用一個電平位移電路（簡單的PNP和電阻器）來將300kHz 21%占空函數發生器信號從“接地”（現在為24V電源的正值側）電平位移至-24V上的PWM輸入。如果不這么做的話，當把示波器感測放置在正電壓軌上時，我將會遇到一個接地競爭（或者被稱為保險絲熔斷）。圖12顯示的是開關節點（黃色）和最高GaN電流（紫色）。
圖12：分流電阻器被插入時的LMG5200 GaN開關波形
通過放大圖13，可以看出恢復電流已經消失（紅色區域沒有了）。由于感測電阻器增加的電感，還有一點點額外的振鈴，不過沒有恢復損耗或相關問題。你會發現開關和開關節點電容損耗依舊存在，但是GaN上不會出現導致基于硅MOSFET的轉換器問題的反向恢復，這真讓人松了一口氣！
圖13：GaN Qrr測量值
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