【導讀】本電路是一個由高功率開關MOSFET組成的H電橋，由低壓邏輯信號控制，如圖1所示。該電路為低電平邏輯信號和高功率電橋提供了一個方便的接口。H電橋的高端和低端均使用低成本N溝道功率MOSFET。該電路還在控制側與電源側之間提供隔離。本電路可以用于電機控制、帶嵌入式控制接口的電源轉換、照明、音頻放大器和不間斷電源(UPS)等應用中。
現(xiàn)代微處理器和微控制器一般為低功耗型，采用低電源電壓工作。2.5 V CMOS邏輯輸出的源電流和吸電流在μA到mA范圍。為了驅動一個12 V切換、4 A峰值電流的H電橋，必須精心選擇接口和電平轉換器件，特別是要求低抖動時。
ADG787是一款低壓CMOS器件，內置兩個獨立可選的單刀雙擲(SPDT)開關。采用5 V直流電源時，有效的高電平輸入邏輯電壓可以低至2 V。因此，ADG787能夠提供驅動半橋驅動器ADuM7234所需的2.5 V控制信號到5 V邏輯電平的轉換。
ADuM7234是一款隔離式半橋柵極驅動器，采用ADI公司iCoupler®技術，提供獨立且隔離的高端和低端輸出，因而可以專門在H電橋中使用N溝道MOSFET。使用N溝道MOSFET有多種好處：N溝道MOSFET的導通電阻通常僅為P溝道MOSFET的1/3，最大電流更高；切換速度更快，功耗得以降低；上升時間與下降時間是對稱的。
ADuM7234的4 A峰值驅動電流確保功率MOSFET可以高速接通和斷開，使得H電橋級的功耗最小。本電路中，H電橋的最大驅動電流可以高達85 A，它受最大容許的MOSFET電流限制。
ADuC7061 是一款低功耗、基于ARM7的精密模擬微控制器，集成脈寬調制(PWM)控制器，其輸出經(jīng)過適當?shù)碾娖睫D換和調理后，可以用來驅動H電橋。
圖1. 使用ADuM7234隔離式半橋驅動器的H電橋（原理示意圖：未顯示去耦和所有連接）
電路描述
2.5 V PWM控制信號電平轉換為5 V
EVAL-ADuC7061MKZ提供2.5 V邏輯電平PWM信號，但ADuM7234在5 V電源下的最小邏輯高電平輸入閾值為3.5 V。由于存在這種不兼容性，因此使用ADG787開關作為中間電平轉換器。ADG787的最小輸入邏輯高電平控制電壓為2 V，與ADuC7061的2.5 V邏輯兼容。ADG787的輸出在0 V與5 V之間切換，足以驅動3.5 V閾值的ADuM7234輸入端。評估板提供兩個跳線，便于配置控制PWM信號的極性。
H電橋簡介
圖1所示的H電橋具有4個開關元件（Q1、Q2、Q3、Q4）。這些開關成對導通，左上側(Q1)和右下側(Q4)為一對，左下側(Q3)和右上側(Q2)為一對。注意，電橋同一側的開關不會同時導通。開關可以利用MOSFET或IGBT（絕緣柵極雙極性晶體管）實現(xiàn)，使用脈寬調制(PWM)信號或控制器的其它控制信號接通和斷開開關，從而改變負載電壓的極性。
低端MOSFET（Q3、Q4）的源極接地，因此其柵極驅動信號也以地為參考。而高端MOSFET（Q1、Q2）的源極電壓會隨著MOSFET成對地接通和斷開而切換，因此，該柵極驅動信號應參考或“自舉”到該浮動電壓。
ADuM7234的柵極驅動信號支持在輸入與各輸出之間實現(xiàn)真正的電流隔離。相對于輸入，各路輸出的工作電壓最高可達±350 VPEAK，因而支持低端切換至負電壓。因此，ADuM7234可以在很寬的正或負切換電壓范圍內，可靠地控制各種MOSFET配置的開關特性。為了確保安全和簡化測試，選擇12 V直流電源作為本設計的電源。
自舉柵極驅動電路
高端和低端的柵極驅動器電源是不同的。低端柵極驅動電壓以地為參考，因此該驅動由直流電源直接供電。然而，高端是懸空的，因此需要使用自舉驅動電路，其工作原理如下所述。
觀察圖1所示H橋電路的左側，自舉驅動電路利用電容C1、電阻R1和R3、二極管D1實現(xiàn)。上電后，PWM不會立即發(fā)生，所有MOSFET都處于高阻態(tài)，直到所有直流電壓完成建立。在此期間，電容C1由直流電源通過路徑R1、D1、C1和R3充電。充電后的電容C1提供高端柵極驅動電壓。C1充電的時間常數(shù)為τ = (R1 + R3) C1
當MOSFET在PWM信號的控制下切換時，低端開關Q3接通，高端開關Q1斷開。高端的GNDA下拉至地，電容C1充電。當Q1接通時，Q3斷開，GNDA上拉至直流電源電壓。二極管D1反向偏置，C1電壓將ADuM7234的VDDA電壓驅動到約24 V。因此，電容C1在ADuM7234的VDDA和GNDA引腳之間保持約12 V的電壓。這樣，高端MOSFET Q1的柵極驅動電壓始終參考Q1的懸空源極電壓。
高端MOSFET源極上的電壓尖峰
當Q1和Q4接通時，負載電流從Q1經(jīng)過負載流到Q4和地。當Q1和Q4斷開時，電流仍然沿同一方向流動，經(jīng)過續(xù)流二極管D6和D7，在Q1的源極上產生負電壓尖峰。這可能會損害某些采用其它拓撲結構的柵極驅動器，但對ADuM7234無影響，ADuM7234支持低端切換到負電壓。
自舉電容（C1、C2）
每次低端驅動器接通時，自舉電容就會充電，但它僅在高端開關接通時才放電。因此，選擇自舉電容值時需要考慮的第一個參數(shù)，就是高端開關接通并且電容用作柵極驅動器ADuM7234的高端直流電源時的最大容許壓降。當高端開關接通時，ADuM7234的直流電源電流典型值為22 mA。假設高端開關的導通時間為10 ms（50 Hz、50%占空比），使用公式C = I × ΔT/ΔV，如果容許的壓降ΔV = 1 V，I = 22 mA，ΔT = 10 ms，則電容應大于220 μF。本設計選擇330 μF的容值。電路斷電后，電阻R5將自舉電容放電；當電路切換時，R5不起作用。
自舉限流電阻（R1、R2）
對自舉電容充電時，串聯(lián)電阻R1起到限流作用。如果R1過高，來自ADuM7234高端驅動電源的直流靜態(tài)電流會在R1上引起過大的壓降，ADuM7234可能會欠壓閉鎖。ADuM7234的最大直流電源電流IMAX = 30 mA。如果該電流引起的R1壓降以VDROP = 1 V為限，則R1應小于VDROP/IMAX ，或33 Ω。因此，本設計選擇10 Ω的電阻作為自舉電阻。
自舉啟動電阻（R3、R4）
電阻R3啟動自舉電路。上電之后，直流電壓不會立即建立起來，MOSFET處于斷開狀態(tài)。在這些條件下，C1通過路徑R1、R3、D1、VS充電，其過程如下式所述：
其中， vC(t)為電容電壓，VS(為電源電壓，VD(為二極管壓降，τ為時間常數(shù)，τ = (R1 + R3) C1。電路值如下：R1 = 10 ΩvC1 = 330 μF，VD = 0.5 V，VS = 12 V。由以上方程式可知，當R3 = 470 Ω時，電容充電到最終值的67%需要一個時間常數(shù)的時間(158 ms)。電阻值越大，則電容的充電時間越長。然而，當高端MOSFET Q1接通時，電阻R1上將有12 V電壓，因此，如果電阻值過低，它可能會消耗相當大的功率。對于R3 = 470 Ω，12 V時該電阻的功耗為306 mW。
自舉電容的過壓保護（Z1、Z2）
如上所述，對于感性負載，當高端MOSFET斷開時，電流會流經(jīng)續(xù)流二極管。由于電感和寄生電容之間的諧振，自舉電容的充電能量可能高于ADuM7234消耗的能量，電容上的電壓可能上升到過壓狀態(tài)。13 V齊納二極管對電容上的電壓進行箝位，從而避免過壓狀況。
柵極驅動電阻（R7、R8、R9、R10）
柵極電阻（R7、R8、R9、R10）根據(jù)所需的開關時間tSW.選擇。開關時間是指將 Cgd 、 Cgs 和開關MOSFET充電到要求的電荷Qgd 和 Qgs所需的時間。
圖2. ADuM7234的電源軌濾波和欠壓鎖閉保護
描述柵極驅動電流Ig:
其中， VDD 為電源電壓，RDRV為柵極驅動器ADuM7234的等效電阻， Vgs(th)為閾值電壓，Rg為外部柵極驅動電阻，Qgd 和 Qgs 為要求的MOSFET電荷， tSW為要求的開關時間。
ADuM7234柵極驅動器的等效電阻通過下式計算：
根據(jù)ADuM7234數(shù)據(jù)手冊，對于 VDDA = 15 V 且輸出短路脈沖電流 IOA(SC) = 4 A，通過方程式3計算可知，RDRV 約為4 Ω。
根據(jù)FDP5800 MOSFET數(shù)據(jù)手冊，Qgd = 18 nC， Qgs = 23 nC， Vgs(th) = 1 V。
如果要求的開關時間 tSW為100 ns，則通過方程式2求解Rg可知，Rg 約為 22 Ω。實際設計選擇15 Ω電阻以提供一定的裕量。
電源軌濾波和欠壓保護
由于峰值負載電流很高，因此必須對直流電源電壓(VDD)進行適當?shù)臑V波，以防ADuM7234進入欠壓閉鎖狀態(tài)，同時防止電源可能受到損害。所選的濾波器由4個并聯(lián)4700 μF、25 V電容與一個22 μH功率電感串聯(lián)而成，如圖2所示。100 kHz時，電容的額定最大均方根紋波電流為3.68 A。由于4個電容并聯(lián)，因此允許的最大均方根紋波為14.72 A。所以，IPEAK = 2√2 × IRMS = 41.63 A。
經(jīng)過濾波的+12 V電壓還驅動圖1所示的電路。
當電源電壓低于10 V時，圖2所示電路便會禁用ADuM7234的輸入端，從而防止ADuM7234欠壓閉鎖。將一個邏輯高電平信號施加于ADuM7234的DISABLE引腳可禁用該電路。
開漏式低電平有效比較器 ADCMP350 用于監(jiān)視直流電源電壓。電阻分壓器（R12、R13）的比值經(jīng)過適當選擇，當電源電壓為10.5 V時，分壓器輸出為0.6 V，與比較器的片內基準電壓0.6 V相等。當電源電壓降至10.5 V以下時，比較器的輸出變?yōu)楦唠娖健Ｓ捎贏DuM7234的輸入端與輸出端之間存在電流隔離，因此輸出端的DISABLE信號必須通過隔離器傳輸?shù)捷斎攵恕?ADuM3100是基于iCoupler 技術的數(shù)字隔離器。ADuM3100兼容3.3 V和5 V工作電壓。經(jīng)過濾波的12 V電源電壓驅動線性調節(jié)器ADP1720 ，為ADuM3100的右側隔離端提供5 V (+5V_1)電壓，如圖2所示。
負載和PWM信號
如果使用電感作為負載，當施加恒定電壓時，流經(jīng)電感的電流將線性變化。電壓U為12 V，如果忽略導通電阻引起的MOSFET壓降，則以下方程式成立：
對于50 kHz、8%占空比PWM信號，使用4 μH Coilcraft功率電感(SER2014-402)作為負載時，負載電流波形如圖3所示。利用電流探頭測量電感電流。
對于12 V電源電壓和4 μH電感，方程式4預測斜率為3 A/μs。而實測斜率為2.8 A/μs，斜率下降的原因在于MOSFET導通電阻引起的壓降。
注意，電流斷開后的短時間內，波形上會出現(xiàn)少量響鈴振蕩，其原因是電感負載與續(xù)流二極管和MOSFET的寄生電容之間發(fā)生諧振。
必須注意，電路中的電感電流不得超過其額定最大值。如果超過，電感就會飽和，電流將迅速提高，可能損壞電路和電源。本電路中使用的Coilcraft SER2014-402電感負載的額定飽和電流為25 A。
圖3. 4 μH負載下負載電流與PWM脈沖的關系
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