【導讀】本文是系列文章中的第一篇，該系列文章將討論常見的開關模式電源(SMPS)的設計問題及其糾正方案。本文旨在解決DC-DC開關穩壓器的功率級設計中面臨的復雜難題，重點分析電感問題。設計人員為了獲得各種優勢，例如減少輸出紋波和盡量縮減解決方案尺寸，往往會選擇超出推薦范圍的電感值。
問題
為什么我的電源會出現振鈴和過熱？
回答
電感器尺寸不當和超出電感飽和電流額定值可能會導致DC-DC轉換器出現多種問題，其中兩個問題是振鈴和過熱。
摘要
本文是系列文章中的第一篇，該系列文章將討論常見的開關模式電源(SMPS)的設計問題及其糾正方案。本文旨在解決DC-DC開關穩壓器的功率級設計中面臨的復雜難題，重點分析電感問題。設計人員為了獲得各種優勢，例如減少輸出紋波和盡量縮減解決方案尺寸，往往會選擇超出推薦范圍的電感值。然而，選擇電感值過大或過小的元件都會導致意想不到的后果，可能會造成芯片嚴重損壞并降低效率。本文還將分析探討：如果不采取適當的措施，確保負載電流不會超過電感的最大飽和額定值，會出現什么情況。
什么是開關模式電源
SMPS是一種高效穩壓器，可降低輸入電壓（降壓轉換器）、升高輸入電壓（升壓轉換器），或同時執行這兩種操作（降壓-升壓轉換器）。圖1所示為基本開關轉換器拓撲。
圖1.常見的SMPS拓撲及其輸出公式。
每個SMPS都以同樣的方式工作：將能量存儲在電感器中，并利用脈寬調制(PWM)技術來獲得所需的輸出。這些轉換器都應遵循伏秒平衡定律，即在穩態下工作時，電感在一個周期內的平均電流必須為零。因此，電感器必須在另一個周期開始之前，將充電階段存儲的所有電流放電。
降壓轉換器操作
本文僅使用降壓轉換器來演示常見的設計錯誤。降壓轉換器的功率級由以下四個元件組成：電感器、輸出電容器、頂部FET（由開關表示）和底部FET（由二極管表示），見圖2。
圖2.簡化的降壓轉換器功率級。
電感器兩端的電壓通過以下公式計算：VL = L diL/dt。該電壓是開關節點與輸出電壓之間的差值。當頂部FET導通時，VL是輸入電壓和輸出電壓之間的差值。當頂部FET關斷時，由于開關節點接地，因此差值為0 V減去輸出。diL/dt（或?iL）是電感電流隨時間的變化量，通常稱為電感電流紋波。當頂部FET閉合（底部FET斷開）時，隨著流經電感器的電流增加，電感器以磁通量的形式存儲能量。當頂部FET斷開，磁場消失時，底部FET會形成接地路徑，從而使電流在減小時仍能夠流向負載。圖3所示的電感電流波形中可以看出這一點。輸出電容用于獲得平穩的輸出紋波，并協助保持所需的輸出電壓。降壓轉換器的輸出電壓由VOUT = DVIN得出，其中D是占空比，定義為頂部FET導通并對電感器充電的時間占總周期時間的百分比。
圖3.電感電流波形。當頂部FET導通時，流經電感器的電流充電；當頂部FET關斷時，流經電感器的電流放電。
推薦的電感器尺寸
在設計SMPS時，必須選擇正確的電感值，以確保電感電流紋波(ΔiL)在可接受范圍內。建議降壓轉換器的電感紋波應介于所施加負載電流的30%至40%之間。通常認為此范圍比較理想，既足以捕獲準確的信號并將其傳送到電流模式控制反饋系統，又不會過大，導致電源進入斷續導通模式(DCM)。DCM是一種狀態，在該狀態下，因電流紋波太大而迫使電流低于0 A，以便將負載電流維持在所需值。然而，一旦達到0 A，FET內部的二極管就不再導通，從而防止電流降至0 A以下。一般基于以下公式來正確選擇電感：
此公式表明，開關頻率與電感成反比，這意味著頻率越高，充電時間就越短，從而可以使用更小的電感實現正常操作（節省占用空間和成本）。
電感器飽和
在SMPS設計中，常見的一種災難性錯誤就是在選擇功率電感時忽略了電流飽和額定值。當流經電感的電流超過飽和電流額定值時，電感器鐵芯飽和，這意味著產生的磁場將不再與消耗的電流成比例地增加。這會破壞伏秒平衡定律，導致電感電流紋波和輸出電壓紋波失去線性特性。當鐵芯飽和時，電感值會迅速降低，其行為更像電阻而不是電感。由于電感器的有效串聯電阻(ESR)增加，而實際電感減小，因此，為了滿足伏特秒平衡，電流變化量將被迫增加。在飽和電流波形中觀測到尖峰是電流斜率呈指數增加造成的，如圖4所示。該電流尖峰會影響輸出電壓，從而導致更多噪聲和電壓尖峰，如圖5所示。如果電壓尖峰過大，超過下游元件的最大電壓額定值，噪聲和電壓尖峰可能會損壞下游元件，并降低EMI性能。
圖4.飽和電感電流波形。波形在電流超過飽和額定值之前表現正常。
圖5.飽和電感輸出紋波。尖峰會延續到輸出，其中包含噪聲和電壓尖峰。
此外，在電流波動較大的情況下，電感器會經歷快速磁滯損耗，從而導致電感器散熱過多（如圖6所示）并產生可聞噪聲。過多的熱量可能會損壞附近的其他元件（尤其是穩壓器芯片本身）。
圖6.電感器飽和散熱溫度為226°F (107.78°C)。
為避免出現此問題，設計人員應選擇額定電流至少比預期最大電流高兩倍的電感器。在計算最大電流時，一定要考慮電感電流紋波以及輸出端消耗的負載電流。此外，設計人員還可以參考所選電感器的數據手冊，了解在多大電流下電感值會降低10%到30%，這就是飽和的定義。選擇具有適當飽和電流額定值的電感器將會使系統正常運行，如圖7中流經電感器的線性電流所示。輸出電壓尖峰將會消失，如圖8所示。最后，系統將在更低的溫度下運行（如圖9所示），從而減少對設備的影響并延長設備的使用壽命。
圖7.標稱電感電流波形。
圖8.標稱電感輸出紋波。
圖9.標稱電感散熱溫度為99.7°F ( 37.61°C)。
超小電感器面臨的難題
設計人員通常為了節省占用空間更傾向選擇電感值較小的電感，這樣的電感器線圈數量較少，因此外形尺寸較小。然而，如果電感器太小，紋波電流就會很大，并會迫使轉換器進入DCM模式，這對于SMPS來說是不可取的，因為器件的效率會降低，電磁干擾(EMI)性能也會變差。當開關節點出現振鈴時，可能會觀測到這種EMI性能下降現象，這是由寄生效應和LC諧振電路（產生諧振電路）引起的，如圖10所示。這種振鈴會影響輸出電壓，從而導致更大的紋波和更多的電壓尖峰，如圖11所示。此外，電源不再處于連續導通模式(CCM)，并且推導出的SMPS輸出公式不再適用。
圖10.超小電感輸出波形。如果無法獲得電感電流，也會在開關節點處觀測到振鈴現象。
圖11.超小電感電流波形。電流和RSENSE中出現振鈴表明電源處于DCM模式。
為了解決此問題，設計人員應選擇能夠提供約30%至40%電流紋波的電感。這樣就會降低電感電流紋波的幅度，使器件從DCM返回CCM模式，如圖12所示。這也會改善輸出電壓紋波，消除電壓尖峰，如圖8所示。如果設計人員在計算所需電感值和選擇適用元件時遇到困難，可以使用LTPowerCAD來協助設計和選擇功率級元件。
圖12.標稱電感電流波形。
超大電感器面臨的難題
連接到SMPS的下游電子元件通常具有指定的電源電壓和相關容差。如果電壓軌上的紋波過大，將嚴重影響系統的運行。例如，如果微控制器的電源規格為3.3 V ±50 mV，則紋波大于±50 mV可能會導致微控制器關閉。設計人員一般通過增加電感器的尺寸來減少這種紋波。然而，如果電感器尺寸過大，電流紋波以及輸出電壓紋波會顯著減少。盡管這聽起來可取，但它會導致反饋系統出現問題，而且還會導致瞬態響應變慢。小紋波將使串聯檢測電阻很難檢測到變化，從而使傳遞到反饋環路的常見三角波形失真。當電感電流紋波較小時，信噪比(SNR)會降低。這會導致反饋環路將噪聲記錄為電感器信號，從而導致輸出信號不穩定（表現為抖動），如圖13所示。
圖13.輸出不穩定造成抖動。超大電感輸出波形表現出持續特性。突出顯示的波形采用標稱電感捕獲。
此外，電感值越大，飽和電流額定值通常越小。這可能會導致電感飽和，對于器件而言非常危險，如“電感器飽和”部分所述。超大電感飽和帶來的影響如圖14所示。
圖14.電感值為標稱值22倍的電感器的飽和電感輸出波形。額定電流不會隨電感成比例增加。
為了緩解此問題，設計人員切記，輸出電壓紋波可通過改變輸出電容選擇來控制。通過增加輸出電容器的值或降低其ESR，可以減少輸出電壓紋波，而無需增加電感器的值。這樣電感電流紋波值保持在30%到40%之間，從而使檢測架構能夠正確獲取信號。這一點可以從圖15中看出。
圖15.標稱檢測電阻波形。
結論
本文可作為分析降壓轉換器中電感器設計問題的指南。此外，本文旨在為設計人員提供實用解決方案，避免出現文中所述的任何干擾行為。通過適當調整電感大小，將電感紋波保持在輸出的30%至40%范圍內，對于確保器件保持在CCM狀態，并且不會引起干擾抖動或飽和至關重要，這種抖動或飽和可能會對負載或穩壓器芯片本身造成致命影響。
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