傳統802.11a正交頻分多路復用(OFDM)系統的高功耗和性能局限阻礙了802.11a和雙頻WLAN產品的采用，對諸如OFDM和寬帶CDMA(W-CDMA)等多載波波形處理而言，其所涉及的物理原理從根本上限制了線性功率放大器的效率、輸出功率和信號質量，特別是那些為傳統802.11a系統提供功率的放大器。這類系統要在各種具備WLAN技術的設備中完全發揮它們的性能，包括功率有限的小型設備，因此需要采用一種全新的調制解調器結構和功放設計。
802.11a標準以OFDM調制為基礎，在這種調制方式下，數據在52個載波中進行多路傳輸，每個載波均可采用BPSK、QPSK、16QAM或64QAM進行調制。這種傳播提高了對多路徑衰減和某些干擾波形的免疫性，但它的缺點是結果RF信號具有很大的峰值-均值功率比。此外，高水平調制方法要求放大失真小，以避免增大誤差矢量幅度(EVM)。
傳統上在輸出功率(也包括范圍)、數據傳輸率和功耗之間有一種復雜的折衷關系，要獲得高數據傳輸率需要有很好的線性，這通常通過退一步使用AB類功率放大器來實現，然而又導致了傳輸功率下降。低傳輸功率使得鏈接效果變差，進而縮小工作范圍。高功率和大工作范圍也是可以實現的，但卻要以降低數據傳輸率或減少電池壽命為代價。換言之，用戶喜歡低功率、高數據傳輸率和較大工作范圍，但是由于負責處理信號放大的線性AB類放大器的關系，只能同時實現三個要求中的兩個。
運行于峰值功率時，傳統AB類放大器效率很高(理論效率為78.5%)，而在低功率下，其效率下降非常迅速。當此類放大器用于802.11a OFDM信號時，必須調整放大器以處理峰值功率水平，但平均運行于比峰值低8dB的水平上，因此大多數時間都運行在極低的效率下，平均效率只有10%左右，如果放大器退一步支持54Mbps數據率效率將更低。
因此需要一種技術，使放大器運行于峰值功率，同時在大多數時間都處于峰值效率狀態，答案就是異相功放。我們下面看一看異相結構是如何建立的以及它對802.11a功率放大器的影響。
異相放大器
采用非線性元件的線性放大稱為異相放大器技術，可以為WLAN設計人員提供另外一種方法，在比較廣輸出功率范圍內達到很高效率。在異相放大器中，振幅固定但相位不同的兩個信號(“相位段”)在兩個獨立的放大器(“分放大器”)中放大，然后合并起來，形成一個相位和振幅均不同的信號。當這些相位段處于同相時，包絡功率最大；當它們處于異相時，包絡功率最小。
圖1用矢量圖顯示了兩個電壓恒定、相位不同的信號α與β如何合并起來形成一個任意電壓信號R，圖2是采用異相技術的功率放大器結構示意。
因為分放大器總是工作在最合適、擺幅最大的狀態，所以每個放大器始終具有峰值效率。如果有合并器在兩個放大器之間提供隔離，因合并器損耗會使系統效率變差，如果使用低損耗合并器(不能提供隔離)，整體系統的效率就可以非常高。
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異相放大器技術的一種特殊不同之處是Chireix技術，它采用無源合并器。這種合并器對分放大器施加一個隨包絡功率變化的負載阻抗，這樣需要較低輸出功率時，分放大器將驅動一個高阻抗負載，變動阻抗在需要低RF功率時迫使放大器吸收更小的電流，從而在下降時也能夠維持高效率。需要注意的是分放大器輸出端的電壓擺動是固定的，但是輸出阻抗變化會導致電流擺動，直流電流要求也會出現變化。
使用異相技術時，分放大器的選擇至關重要，F類放大器特別適合工作于此模式。F類放大器不是線性的，但是作為異相放大器系統中的分放大器它工作于固定振幅，其實這一點并不重要。F類放大器在二次諧波和三次諧波采用特殊的終結方法，使放大器晶體管在“開”時電壓最小，從而減小開關設備中的功率損耗。該類放大器的峰值輸出功率與漏電壓平方成正比，因此可用Vdd電源電壓來設定平均輸出功率，可將Vdd設定為對于任何平均輸出功率放大器均運行于可能達到的最大效率。
5GHz的實際實現
目前已開發出一種5GHz異相放大器，它在一個GaAs裸片上使用了一對F類放大器。為了使F類放大器具有較高效率，有源設備必須像一個理想關開，即具有最小的“開”阻抗、低電容，且應快速從“開”狀態切換到“關”狀態。此外，該器件必須支持較高電壓以便輸出足夠的功率而不用大的阻抗轉換，因為大阻抗轉換會使諧波終結和合并器變得復雜。在一個功率大于1瓦的50歐系統中，負載線路要求每個放大器產生的電壓均方根(RMS)必須為5伏，或峰-峰電壓15伏，且開關必須忍受遠遠超過峰-峰電壓的峰值電壓偏移。0.5μm GaAs PHEMT能夠同時滿足這些要求，現市場上已有支持17伏以上電壓且Fmax接近100GHz的功率PHEMT。
分放大器在一個GaAs單片IC上成對制作，帶有驅動級和偏壓電路，放大器裸片不含跟隨最終器件的合并器或終結電路。合并器需要運行于5GHz的低損耗傳輸線路，而F類放大器需要運行于10GHz和15GHz的低損耗終結器。由于在GaAs芯片上制作這些元件無法做到低損耗，因此它通過一種精確控制的引線連接與模塊陶瓷基底上制作的無源元件一起來實現，最后的模塊面積為8×8mm，采用類似于厚膜的工藝在0.015英寸氧化鋁上制作。
適應性預矯正
與所有放大器一樣，異相功率放大器也會產生失真。失真主要來自AM至AM轉換(增益壓縮)以及AM至PM轉換，將導致調制星座圖的誤差矢量值(EVM)增大，以及帶外發射增大。
預矯正是一種補償這些失真的方法，它為大振幅信號提供增強量值和矯正相位。在實踐中，為了精確減小EVM和帶外發射，需要采用適應性預矯正。適應性預矯正器將希望的傳輸信號(在數字至模擬轉換、上變換和功率放大之前)與下變換數字化實際傳輸信號進行比較，然后用兩個信號之差更新預矯正查找表里復雜的系數。
對于802.11a WLAN等應用，采用適應性預矯正后，可將異相功放的EVM減小到-30dB左右。采用同樣方法，還可以將異相功率放大器的相鄰信道發射水平減低到-60dBc左右。
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相位段
為了使異相放大器能工作，需要一個能生產恒定包絡相位矢量段信號的系統。任意信號均可分解為相位段，這在過去是很難做到的，但是現代DSP技術使其切實可行，即使是對復雜的OFDM信號。例如已經開發出一種單芯片物理層(PHY)集成電路，這種電路可以生成被異相功放放大時完全兼容802.11a信號的相位段。簡言之，即使使用相位段，形成的輸出也是一個可共同操作的802.11a信號。
圖3顯示了輸出功率和輸出級源電流與放大器驅動信號相位角之間的關系，該圖數據得自于一個運行在5.25GHz、Vdd為5V的放大器。請記住，放大器已進入深度飽和，因而工作在恒定的電壓振幅下，但要注意源電流與異相角有很大的關系。這說明每個放大器的阻抗(往合并器方向看)在低輸出功率時確實增大，而源電流在下降。
圖4可看出源電流下降的確切數量，圖中顯示了在不同輸出功率下測得的異相功率放大器的效率，它還顯示了理想B類和理想A類放大器的最大理論效率，實際的AB類放大器將在理想A類和理想B類曲線之間。注意，實際異相功率放大器測得的效率要優于理論上完美的B類放大器。在全功率下，放大器完全工作在同相狀態，可觀察到80%的效率。隨著進入放大器的信號相位減小，輸出功率也在下降，但是與典型的AB類放大器相比，效率下降要慢得多。在峰值以下7.8dB功率處(這是802.11a信號典型峰值-均值比率)，放大器的效率為46%。
驅動級對總體功耗也有貢獻。包括驅動級在內的功率添加效率(PAE)在7.8dB后退點處大于33%，此后退效率可以在廣泛的電源中實現。圖5顯示了各種電源電壓下放大器后退7.8dB時的效率，注意，確實有兩種方式控制放大器的瞬時輸出功率，即異相和改變電源電壓。電源電壓通常用于緩慢改變平均輸出功率，相位角用于快速改變信號的瞬時包絡線。
圖6顯示了功率放大器在很寬的輸出功率水平上都可實現極高的后退效率，將此表現與傳統AB類放大器(其效率在優化工作點以外急劇下降)相比，異相功率放大器在寬廣的輸出功率水平維持了優異的PAE/功率消耗比。
本文結論
傳統的放大器結構限制了WLAN系統的范圍和效率，本文介紹的Chireix結構在與極低損耗合并器協同工作時，具有特別適合802.11a WLAN標準的優點。這種實施已經證明在實際OFDM信號上具有空前的80%峰值效率以及33%以上的平均功率添加效率。生成矯正信號驅動Chireix放大器的基頻處理器非常實用，不會增加傳輸結構的復雜性。此項創新將使802.11a WLAN生機勃勃，并使能量在便攜式設備和低功率應用中得到充分利用。
