【導讀】如今的多通道寬帶多倍頻程調諧RF接收器，通常需要消除不必要的阻塞信號，從而保持相關信號的保真度。濾波器在減少這些不必要的信號上起到了重要作用，特別是在這些系統的接收器RF前端和本振(LO)部分。本文將探討RF信號鏈中的濾波器，討論阻塞信號的概念，回顧傳統的濾波技術，然后介紹用于優化信號鏈性能的新產品解決方案。
引言
為了不斷減小尺寸、重量、功率和成本，同時提高或保持性能，RF系統設計人員有必要評估信號鏈中的每個組件，并尋找創新機會。由于通常濾波器會占用大量的電路板空間，因此這是考慮減小尺寸時尋求突破的重點領域。
同時，接收器的架構也在不斷發展，模數轉換器(ADC)能夠以更高的輸入頻率采樣。隨著ADC輸入頻率的提高，信號鏈中對濾波器的限制也發生了變化。一般來說，這種趨勢意味著對濾波器的抑制要求有所放寬，這為進一步優化尺寸和調諧性能提供了機會。
在開始探索之前，首先將概述射頻信號鏈和各項定義，以便說明需要使用濾波器的位置及其原因。此外，回顧傳統技術也有助于洞察現狀。然后，通過比較這些傳統技術和最新的產品解決方案，可以清楚地看到系統設計人員如何輕松實現他們的目標。
RF信號鏈概述
圖1顯示了覆蓋2 GHz至18 GHz的典型寬帶信號鏈。該信號鏈的基本工作原理如下。天線接收的頻率范圍很廣。將頻率轉換為ADC能夠進行數字化處理的中頻信號之前，需要進行一系列放大、濾波和衰減控制（射頻前端）。此框圖中的濾波功能可分為四大類：
● 預選器亞倍頻程濾波
● 鏡像/中頻信號抑制
● LO諧波
● 抗混疊
圖1.2 Ghz至18 GHz接收器框圖。
圖2.(a)亞倍頻程預選可減輕IMD2問題；(b)濾波器頻帶隨著頻率的增加而變寬。
圖3.(a)必須在混頻器之前抑制的鏡像頻段和(b)中頻頻段。
預選器亞倍頻程濾波需要靠近信號鏈的起點，用于解決二階交調失真(IMD2)雜散問題，這類問題在有干擾信號（也稱為阻斷信號）的情況下會出現。當兩個帶外(OOB)雜散相加或相減并形成一個帶內雜散時，就會發生這種情況，這可能會掩蓋目標信號。亞倍頻程濾波器可以在這些干擾信號到達信號鏈的非線性元件（如放大器或混頻器）之前將其去除。通常，亞倍頻程濾波器的絕對帶寬要求會隨著中心頻率的降低而變得更窄。例如，2 GHz至18 GHz信號鏈的第一頻帶可能僅覆蓋2 GHz至3 GHz，并且需要在1.5 GHz的低壓側(F_high/2)和4 GHz的高壓側(F_low × 2)具有良好的抑制，而信號鏈的最高頻帶可能覆蓋12 GHz至18 GHz，在9 GHz的低壓側和24 GHz的高壓側具有良好的抑制。這些差異意味著需要更多的濾波器來覆蓋低頻段，而不是高頻段。預選器濾波的頻譜示例如圖2所示。
鏡像/中頻抑制濾波通常是在信號鏈的下游，在LNA和混頻器之間。它用于抑制鏡像頻率和不需要的中頻頻率。鏡像是一個頻段，當它出現在混頻器輸入端時，將生成與混頻器輸出端目標信號振幅相同的信號。鏡像抑制可以通過信號鏈中的幾個組件來實現，如預選濾波器、專用鏡像抑制濾波器和來自于單邊帶(SSB)混頻器的鏡像抑制能力。中頻信號抑制需要在混頻器之前降低中頻頻率的頻譜，避免它們直接泄漏到混頻器上并顯示為不需要的雜散。圖3顯示了一個不需要的鏡像和中頻頻段的頻譜示例。
根據LO生成電路的不同，信號鏈中的這一點對濾波的要求可能會有所不同。輸入混頻器LO端口的目標信號是干凈的正弦波或方波。通常，LO電路會產生所需LO信號的次諧波和諧波。這些不需要的信號（見圖4）需要在到達混頻器之前進行抑制，避免產生不需要的MxN雜散產物。如果LO信號處于單一頻率，那么一個固定帶通濾波器就足夠了，并且可以優化為僅通過目標信號。在寬帶信號鏈中，通常要實現可調諧的LO信號，因此需要一組開關濾波器或一個可調諧濾波器。
圖4.LO諧波濾波。
圖5.如果沒有足夠的抑制，ADC中的混疊會導致干擾信號出現在某個頻段。
使用ADC采樣時，系統設計人員需選擇要進行數字化處理的奈奎斯特區。第一個奈奎斯特區的范圍從DC到fS/2（其中fS是ADC的采樣率）。第二個奈奎斯特區是從fS/2到fS，以此類推。抗混疊濾波器用于抑制與目標奈奎斯特區相鄰的奈奎斯特區中的干擾信號。信號鏈中這個位置的干擾信號可能來自不同的來源，比如混頻器中產生的MxN雜散、與目標信號相鄰的下變頻信號，或是來自中頻信號鏈中產生的諧波。在進行數字化處理時，輸入ADC的任何干擾信號都將混疊到第一奈奎斯特區。不需要的混疊信號的頻譜示例如圖5所示。
阻塞信號
在射頻通信系統中，阻塞信號是一種接收到的干擾輸入信號，它會降低目標信號的增益和信納比(SINAD)。阻塞信號可能會直接掩蓋目標信號，也可能會產生掩蓋目標信號的雜散產物。這些不需要的信號可能是無意或有意干擾的結果。前一種情況中，它來自相鄰頻譜中運行的另一個射頻通信系統。后一種情況中，它來自惡意電子戰系統，目的是故意干擾射頻通信或雷達系統。圖6顯示了阻塞信號和目標信號的頻譜示例。
圖6.目標信號和阻塞信號。
很多射頻元件會表現出弱非線性無記憶行為。這意味著它們可以用低階多項式來近似表示。例如，寬帶頻率放大器可由僅包括一階項和三階項的奇數階多項式建模：
當在工作頻率范圍內，放大器的輸入端存在兩個入射信號時，就像目標信號ω1和阻斷信號ω2的情況，輸入信號可描述為：
將輸入等式代入奇數階多項式可得到以下輸出結果：
當目標信號的振幅遠小于阻塞器信號時，A<<B，則等式3中的多項式進一步簡化為：
根據簡化得到的等式4，現在目標信號振幅與阻塞信號振幅B密切相關。由于大多數目標射頻分量是壓縮的，α系數必須是相反的符號1，使得α1α3 < 0。上述兩種說法的結果是必然的，因為對于較大的阻塞信號振幅來說，目標信號的增益趨于零。
濾波器定義
為了解決RF通信系統中干擾信號的問題，工程師們依靠濾波器來減少這些信號并保留目標信號。簡單地說，濾波器是一種允許在通帶內傳輸頻率和在阻帶內抑制頻率的組件。2
通常，濾波器的插入損耗(dB)可描述為低通、高通、帶通或帶阻（陷波）。這個術語指的是所繪制的容許通帶頻率響應與增加的頻率之間的關系。濾波器可以根據其頻率響應波形進一步分類，例如通帶紋波、阻帶紋波，以及它們相對于頻率的滾降速度。為了便于說明，圖7顯示了四種主要的濾波器類型。
圖7.按類型劃分的濾波器波形。
除了插入損耗外，濾波器的另一個重要特性是群延遲。群延遲是指傳輸相位相對于頻率的變化率。群延遲的單位是時間（秒），因此這個指標可視為特定信號通過濾波器的傳輸時間。單一頻率的傳輸時間本身通常影響不大，但當寬帶調制信號通過濾波器時，群延遲的平坦性就變得很重要，因為它可以在接收信號中引入不同的時間延遲，使信號失真。等式5給出了群延遲的方程，其中θ是相位，?是頻率：
具有明顯插入損耗和群延遲特性的典型濾波器類型有Butterworth、Chebyshev、橢圓和Bessel。每個類型通常由一個階數來定義，它描述了濾波器中有多少個無功元件。階數越高，頻率滾降就越快。
在考慮類似階數的濾波器時，Butterworth濾波器可提供盡量平坦的通帶響應，但會犧牲頻率滾降，而Chebyshev濾波器則具有很好的頻率滾降，但存在一些通帶紋波。橢圓濾波器（有時稱為Cauer-Chebyshev）比Chebyshev濾波器有更多的頻率滾降，但也因此會在通帶和阻帶中產生紋波。Bessel濾波器的頻率和群延遲響應最為平坦，但其頻率滾降性能最差。為了便于說明，圖8顯示了一個五階低通濾波器的理想插入損耗和群延遲，其3 dB頻率(f3 dB)為2 Ghz，允許的通帶紋波為1 dB，阻帶紋波為50 dB。
對于在整個頻率范圍內保持恒定相位很重要的系統，如雷達系統，相關頻帶的群延遲平坦度對于避免接收到的脈沖出現意外相位偏差來說至關重要。假設接收信號范圍可以覆蓋1 GHz或更多，則應盡量減少寬頻帶的群延遲平坦度。根據經驗法則，應將群延遲平坦度保持在<1 ns，但這要取決于系統對相位偏差的容限。圖9顯示了群延遲平坦度分別為2.24 ns和0.8 ns的濾波器示例。觀察這些波形可以發現，對于更平坦的群延遲來說，整個頻率范圍的相位變化更加一致。
最后，用于設計濾波器的無功元件的品質因數（Q因數）是影響性能的一個重要屬性。品質因數定義為特定電路元件的無功阻抗與串聯損耗電阻之比。它與技術工藝和用于實現的物理區域密切相關。品質系數越高，頻率響應越快，插入損耗越小。
圖8.五階低通濾波器的插入損耗和群延遲。
圖9.群延遲平坦度影響與線性相位的偏差：(a)顯示2.24 ns的群延遲平坦度 (b)顯示0.8 ns的平坦度，兩者對比可看出，相位變化與頻率的關系更一致。
RF通信的傳統濾波技術
為射頻通信系統設計濾波器時，有多種技術可用于實現經典型濾波器。傳統上，射頻工程師依靠的是帶有表面貼裝元件的分立式集總元件實現，或者是包含印在PCB材料上的傳輸線的分布式元件濾波器。然而，近年來，濾波器基于半導體工藝設計，允許使用精確的溫度穩定無功元件，品質系數得到了改善。此外，半導體工藝支持使用開關和可調諧無功元件，這在分立式集總元件實現中可能更具挑戰性。還有體聲波(BAW)、表面聲波(SAW)、低溫共燒陶瓷(LTCC)、腔體濾波器或陶瓷諧振器等其它技術。
每種方法和技術都存在權衡取舍：
集總LC濾波器由PCB上的表面貼裝電感器和電容器來實現。這樣做的好處是便于組裝，然后通過調整數值來改變濾波器的性能。
分布式濾波器設計為在電介質上實現的傳輸線的諧振片（可以集成到PCB中，也可以獨立在一個單獨的電介質上），并定向為在某些頻率范圍內充當準電感器或準電容器。它們表現出周期性特征。在某些情況下，會添加集總元件來改進/小型化分布式濾波器。
陶瓷諧振器濾波器使用多個陶瓷諧振器（這是一個分布式元件），通過集總元件進行耦合。耦合元件通常是一個電容，但有時也會使用電感。這種類型的濾波器是分布式和集總元件的混合體。
腔體濾波器由封裝在導電盒內的分布式元件（棒）來實現。它們以能夠處理高功率而幾乎沒有損耗而聞名，但要以尺寸和成本為代價。
BAW和SAW技術可以提供出色的性能，但它們往往在頻率選擇方面有要求，不適合寬帶應用。
LTCC濾波器通過將多層分布式傳輸線組合在一個陶瓷封裝中來實現，該陶瓷封裝類似于分布式濾波器，可用于多種應用，但它是固定的。由于它們是3D堆疊式的，所以最終在PCB上占用的空間很小。
最后，隨著最近半導體性能的提升，集成到半導體中的濾波器支持的頻率范圍也更加寬泛。如果能夠將數字控制元件輕松集成到這些元件中，有助于軟件定義收發器的采用。總的來說，性能和集成度之間的權衡取舍為寬帶系統的設計人員提供了有用的價值。
表1.濾波器類型比較
最新的濾波器解決方案
ADI公司開發了一個新的數字調諧濾波器產品系列，利用增強型半導體工藝和工業友好型封裝技術。這項技術成就了小型、高抑制濾波器，可以緩解接收機中出現的阻塞問題。這些濾波器通過標準串行至并行接口(SPI)通信進行高度配置，具有快速的RF開關速度。此外，ADI公司在每個芯片內加入了一個128種狀態的查詢表，以便快速改變濾波器狀態，實現快速跳頻應用。高抑制快速調諧與寬頻率覆蓋的結合，使下一代接收器應用能夠在不利的頻譜環境中運行。
圖10.ADMV8818功能框圖。
圖11.使用ADMV8818作為預選器和鏡像濾波器的2 Ghz至18 GHz接收器的方框圖。
使用這項技術推出的最新產品為 ADMV8818 和 ADMV8913。前者有四個高通濾波器和四個低通濾波器，工作頻率為2 GHz至18 GHz；后者有一個高通濾波器和低通濾波器，工作頻率為8 GHz至12 GHz。
ADMV8818是一款高度靈活的濾波器，采用9 mm×9 mm封裝，可在2 GHz和18 GHz之間實現可調諧的帶通、高通、低通或旁路響應。該芯片由兩部分組成：輸入部分和輸出部分。輸入部分有四個高通濾波器和一個可選旁路，旁路可通過兩個RFIN開關進行選擇。同樣，輸出部分有四個低通濾波器和一個可選旁路，旁路可通過兩個RFOUT開關進行選擇。每個高通和低通濾波器都可以用16種狀態（4個控制位）進行調諧，以調整3 dB頻率(f3 dB)。圖10所示為ADMV8818的功能框圖。
憑借可快速重新配置的靈活結構和較小的外形尺寸，ADMV8818可在2 GHz至18 GHz頻段上提供全覆蓋，沒有任何死區。ADMV8818可配置為亞倍頻程預選濾波器、鏡像或中頻濾波器。當在圖11所示的信號鏈中進行配置時，接收器可以保持高靈敏度，并且可以在存在較大的OOB信號時，改用ADMV8818作為預選器。
例如，如果在9 Ghz頻段附近接收到目標信號，但在4.5 GHz頻段存在一個強大的OOB阻塞信號，那么該阻塞信號會導致諧波出現在9 GHz目標信號附近，從而妨礙操作。將ADMV8818配置為一個6 GHz至9 GHz的帶通濾波器，可允許寬帶信號通過，同時在信號鏈的非線性元件中引起諧波問題之前，適當降低阻塞信號的電平。為這種情況配置的ADMV8818的S參數掃描可覆蓋阻塞信號，如圖12所示。
圖12.ADMV8818配置為6 GHz至9 GHz帶通濾波器。該濾波器抑制F2–F1、F1+F2、F/2和F×2雜散產物。
典型的2 GHz到18 GHz預選濾波器模塊的尺寸比較如圖13所示。其中開關固定濾波器預選器組是在陶瓷基板上采用分布式濾波技術實現的。尺寸根據市面上的濾波器產品估算。估算時包含了八擲開關，用來比較等效功能。圖中所示的可調諧BPF是ADMV8818，它覆蓋的頻率范圍相同，并且調諧靈活性也比開關式濾波器組更全面。與開關式濾波器組相比，ADMV8818的占用面積節省超過75%。接收器信號鏈中的預選器功能通常在系統的整體尺寸中占有相當大的比例，因此在尺寸有限的電子戰系統中，這種占用面積節省至關重要，這些系統可以靈活地在尺寸與性能之間進行權衡取舍。
ADMV8913是高通和低通濾波器的組合，采用6 mm × 3 mm封裝，它專門設計用于在8 Ghz至12 GHz的頻率范圍（X波段）內工作，插入損耗低至5 dB。高通和低通濾波器都可以用16種狀態（4個控制位）進行調諧，以調整3 dB頻率(f3 dB)。此外，ADMV8913集成了一個并行邏輯接口，可以在不需要SPI通信的情況下設置濾波器狀態。這種并行邏輯接口對于需要快速濾波器響應時間的系統來說相當有用，因為它消除了SPI處理所需的時間。圖14所示為ADMV8913的功能框圖。
現代X頻段雷達系統，無論是采用機械轉向天線還是高通道數相控陣波束，通常都依賴于尺寸緊湊、插入損耗低且易于配置的濾波解決方案。由于插入損耗低、尺寸小、數字接口選項（SPI或并行控制）靈活，ADMV8913非常適合這種應用。這些功能特點使它能夠靠近這些系統的前端，確保出色的性能，同時降低集成的復雜性。
圖13.固定開關的2 GHz至18 GHz BPF（左）與數字可調諧2 GHz至18 GHz BPF（右）。占用面積節省超過75%。
圖14.ADMV8913功能框圖
結論
設計寬帶接收器的射頻前端時，要考慮的因素有很多。前端的設計必須能夠處理難以預測的阻塞情況，同時還能檢測低電平信號。能夠動態調整前端濾波性能，以處理這些阻塞信號，這是射頻前端的一個關鍵特性。ADI公司新推出的數字控制可調諧濾波器IC產品具備出色的性能，并且數字功能也進行了強化，可滿足眾多前端應用的需要。這兩款新產品只是數字可調諧濾波器產品組合中眾多新開發產品中最先推出的兩款。有興趣了解這些產品的客戶，請訪問 數字可調諧濾波器 產品頁面，查看最新的數據表，或與當地代表聯系，討論具體的終端應用。
參考電路
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2David Pozar. 《微波工程》，第3版，John Wiley & Sons, 2005。
Annino, Benjamin. “多倍頻程寬帶數字接收器的SFDR考量” 。《模擬對話》，第55卷第1期，2021年1月。
Bowick，Chris。 《RF電路設計》，第2版。 Elsevier, Inc., 2008。
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Tsui, James和Chi-Hao Cheng。《寬帶接收器的數字技術》。SciTech，2015年。
來源：ADI,Brad Hall 和 David Mailloux
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