【導讀】本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術。950V IGBT結構基于微溝槽理念，與典型1200V技術相比，新型950V IGBT和二極管的靜態損耗和/或開關損耗顯著降低。通過分析應用需求與功率模塊設計的相互作用，本文確定了功率模塊的應用結果和優化路徑。得益于經優化的功率模塊設計和采用950V技術，近期推出的無基板Easy3B解決方案實現了全集成1500V ANPC拓撲結構。該拓撲結構的額定電流達到400A，而雜散電感低至僅15nH。
1.引言
提升開關速度、提高開關頻率和增大功率密度是目前現代功率半導體器件主要的發展方向。特別是在光伏逆變器領域，開關速度、開關頻率和功率密度是提高逆變器性能的三個重要杠桿。在變頻器等其他應用中，應用特定限制條件（比如，使用的電機和電纜）限制了開關斜率。相比之下，光伏應用中沒有開關速度限制條件。在光伏應用中，開關頻率越高，開關速度越快，功率濾波器元件數量要求可能設計得越小。因此，光伏逆變器中最先進的開關器件應滿足開關損耗極低的要求。
同時，像采用三電平中性點鉗位型（NPC）或有源中性點鉗位型（ANPC）拓撲結構的逆變器已經廣泛地用于太陽能光伏應用。我們甚至可以觀察到，為了提高系統功率密度和效率，逆變器采用五電平或多電平等更復雜拓撲結構的趨勢顯現。就光伏逆變器的阻斷電壓而言，典型工作電壓增加，這反過來要求提高開關元件的阻斷能力。盡管過去1100V光伏逆變器是主流產品，但市場上目前的產品和即將推出的光伏逆變器的額定電壓均達到1500V。我們來重點討論一下開關元件。由于650V IGBT和二極管是針對1100V逆變器母線電壓進行優化的，其阻斷能力不足以滿足1500V逆變器母線電壓的要求。這種情況下只能使用未經優化的1200V IGBT和二極管。當然，價格更高的光伏逆變器可能使用SiC MOSFET，但實際上到目前為止，市場上尚未推出采用Si-IGBT的簡單解決方案。
本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術。我們將新型950V技術與最先進的1200V器件進行比較。結果表明，與1200V器件相比，使用新型950V器件有助于大幅降低動態損耗和/或顯著改進靜態性能。然后，本文簡要介紹了ANPC拓撲結構的進一步使用和研究。接著，本文探討了功率模塊設計、布局和拓撲結構需求之間的相互作用。顯然，必須采用經優化的設計，只有這樣才能實現最優性能。最后，本文介紹了一種適合1500V光伏逆變器的ANPC拓撲結構，其額定電流為400A。新推出的Easy3B模塊完全集成了該拓撲結構。該低電感功率模塊設計配置了950V器件，采用了經優化的設計。在典型開關頻率（比如20kHz）條件下，該低電感功率模塊的輸出功率比標準硅基1200V技術高出25%-35%。
2.適用于光伏應用的新型950V技術
新型950V IGBT技術基于微溝槽（MPT）設計。眾所周知，650V TRENCHSTOPTM 5和1200V TRENCHSTOP? 7 IGBT器件均采用了該設計[1,2,3]。[4]中提供了微溝槽設計的原理圖，并詳細說明了該設計的特點和優化方式。由于采用可變接觸方案，開發出兩款具有不同性能的獨立器件：快速開關IGBT（S7）和優化靜態損耗的IGBT（L7)）。前者的靜態損耗處于中等水平，但動態損耗大幅降低；后者靜態損耗較低。新型950V二極管基于現有650V RAPID技術，具備良好的軟度和可靠的抗宇宙射線性能，并且動態損耗較低。
圖1為650V、950V和1200V MPT技術的折衷曲線。圖中給出的所有損耗值均是在結溫（TJ）為150°C、額定電流和直流母線電壓（VDC）等于2/3阻斷電壓VCES的條件下測得。從圖中可以開出，650V MPT IGBT可以作為靜態損耗較高的極快開關器件（H5）以及靜態損耗優化的器件（L5）。與1200V T4相比，1200V MPT IGBT（T7）的靜態損耗較低，并且動態損耗處于中等水平。由于具備1200V阻斷能力，T7的動態損耗幾乎是S5的8倍，但是兩者在額定電流（Inom）下的集電極-發射極電壓不相上下。因此，950V MPT技術縮小了這一性能差距。L7的動態損耗幾乎比T7高約50%，但是L7的靜態損耗明顯更低。S7的動態損耗僅為T7的三分之一，但S7的靜態損耗處于中等水平。
圖1.650V、950V和1200V MPT IGBT技術權衡比較圖。圖中給出的靜態損耗和動態損耗值均是在TJ=150°C和VDC=2/3?VCES條件下測得。另外，圖中給出了650V和1200V最先進第四代IGBT器件的損耗值作為參考。
應該注意的是，電流密度隨著阻斷電壓的增加而降低。L7和S7的電流密度比T7大50%左右。因此，如果功率模塊中使用的芯片面積相同，950V IGBT 的性能優勢比1200V IGBT更加明顯。另外，將L7和S7與最先進的1200V T4和650V E4進行比較，結果表明該性能優勢與采用MPT理念和技術直接相關。
接下來，我們重點比較L7、S7和T7。圖2顯示了L7、S7和T7的關斷和開通波形。關斷時，S7的開關特性最硬，即開關斜率（dv/dt）最大且峰值電壓VCE,peak最高。值得注意的是，由于柵極驅動單元固有絕緣能力制約，許多應用建議將dv/dtmax限制在25kV/μs。再來看S7，VCE,peak和dv/dt接近各自的最大值，并且超過了上述典型應用限值。L7和T7的表現十分軟，未達到臨界值。開通時，所有器件的開關性能不相上下。如果柵極電阻（RG）進一步降低，S7的開關損耗降低，dv/dt值增大。
圖2.在VDC=600V和TJ=25°C條件下，當IC=Inom和IC=0.1?Inom時，L7、S7和T7的關斷波形（左側）和開通波形（右側）。表格包含特性參數。
圖3顯示了L7、S7和T7的動態損耗之和，即左側的開通損耗EON和關斷損耗EOFF，以及右側950V RAPID二極管和1200V EC7的恢復損耗之和。比較在相同的芯片額定電流條件下進行，即Inom=400A和VDC=750V。所示損耗是在集電極電流（IC）和二極管電流（IF）為175A的條件下測得。所使用的RG值是根據上述VCE,peak和dv/dtmax限值推導得出。
圖3.當VDC=750V和Inom=400A時，IGBT（左側）和二極管（右側）的開關損耗。對于T7，開通和關斷時使用的最小RG為1.8Ω。根據典型應用限值，L7使用RG,on=9Ω和RG,off=3Ω；L7使用RG,on=12Ω和RG,off=17Ω。
我們來看IGBT損耗。如果集電極電流最大為175A，S7的動態損耗顯然比T7略低。L7的情況則有所不同：毫無疑問，L7的動態損耗較大，這是因為L7為經優化的低靜態損耗器件。如果IC>175A，在TJ=150°C條件下，T7的動態損耗低于S7。然而，應該注意的是，L7和S7的設計電流密度高于T7。如果在相同的幾何芯片尺寸下比較所有器件，情況就會有所改變。如果集電極電流為175A，S7的動態損耗比T7降低20%，但是S7的靜態損耗僅比T7高100mV。L7的動態損耗基本不變，但是VCE再次下降。當IC=175A時，L7的靜態壓降比T7低300 mV。
對于二極管來說，情況要簡單得多。為了清楚起見，950V RAPID二極管和1200V EC7二極管分別與S7和T7一起運行。950V RAPID二極管的損耗低于1200V EC7的損耗。此外，二極管損耗遠低于IGBT損耗，但通常這一點在光伏應用中并不重要。
3.ANPC拓撲結構研究
在本節中，我們將研究ANPC拓撲結構及其在功率模塊設計內的相互作用。圖4顯示了光伏逆變器采用的典型ANPC拓撲結構。實驗中使用了六個子系統，每個子系統由一個IGBT（T1至T6）和一個反并聯二極管（D1至D6）組成。以對稱方式從DC+到N和從N到DC-施加VDC。在子系統1到子系統4中，所研究的ANPC拓撲結構使用快速開關器件；在系統5和子系統6中，該ANPC拓撲結構使用低靜態損耗器件。參考文獻[5,6]全面地探討和解釋了ANPC拓撲結構和相關換流通路。
圖4.子系統1至子系統4以及子系統5和子系統6中，ANPC拓撲結構分別采用快速開關器件和低靜態損耗器件的示意圖。實線和綠色虛線表示所研究的換流通路。
在有源功率運行中，比如正輸出電壓和正輸出電流，圖4中實線和綠色虛線表示典型的換流通路。為了清楚起見，T1與D2換流，而T5連續處于開通狀態。因而，有源功率運行的一個主要換流通路是在DC+和N和/或N和DC-之間。因此，應該通過設計措施最大限度減少這些通路中的寄生電感，以確保優化性能。
4.ANPC拓撲結構
和功率模塊設計的相互作用
下面分析ANPC拓撲結構性能與功率模塊設計的相互作用，如圖4所示。在本示例中，所有器件的最大阻斷電壓為650V。在任何情況下，分析結果均可以輕松地轉移到阻斷電壓更高（比如950V或1200V）的任何其他IGBT和二極管技術。
該方法分析了T1和D2的開關特性。本文將總雜散電感為50nH的典型功率模塊設計與Lσ,total=30nH的經優化功率模塊設計進行比較。為了清楚起見，設定Lσ,total=Lσ,setup+Lσ,module，其中Lσ,setup為設置雜散電感，Lσ,module為模塊雜散電感。如[7]中所述，雜散電感對器件性能有顯著的影響。在本研究中，主要影響是由于存在ΔLσ,module，因為Lσ,setup未發生顯著變化。
除非另有說明，本節所有測量均在室溫下進行，即TJ=25°C，VDC=300V。實驗所用IGBT（S5）和二極管（EC3）的Inom分別為400A和225A。
圖5顯示了IC=150A時T1與Lσ,total的關斷波形。在兩個用例中，RG相同，因此器件的開關特性相似。由此可見，VCE的顯著差異與ΔLσ,module直接相關。然而，如果Lσ,total較低，則最大VCE為500V；如果Lσ,total較高，則會導致640V過電壓，接近器件的最大阻斷電壓。此外，較高Lσ,total與IC和VCE上更明顯的振蕩相關。
圖5.在TJ=25°C，VDC=300V且IC=150A條件下，T1分別在Lσ,total=50nH（左側）和Lσ,total=30nH（右側）時的關斷波形。
圖6顯示了當Lσ,total=50nH和Lσ,total=30nH時，IGBT關斷期間VCE,peak與RG和IC的關系。Lσ,total,VCE,peak隨RG減小而增大，與Lσ,total和VCE,peak無關。如果RG較小且IC≥150A，則可以看到VCE,peak增加不明顯。這是由于電流跳變（snap-off）振蕩對開關特性的影響越來越大。因此，出現VCE,peak的位置從關斷過程中由器件決定的di/dt轉移到電流跳變區。如果RG較大，T1不再自關斷，并且IC與VCE,peak的關系也會再次改變。圖中明顯可以看出，如果Lσ,total較大，VCE,peak值也會較高。因此，如果未優化Lσ,total，即降低到其最小值，必須限制IC，RG和/或VDC，以避免運行過程中超過器件的最大阻斷能力。圖7中圖表證實了這些分析結果。圖中顯示了當IC=200A（相當于T1 Inom的50%）時，VCE,peak與RG的關系。當Lσ,total較高并且VDC=400V時，RG必須限制到28Ω；如果Lσ,total較低，則沒有必要設定該限值。在VCE,peak條件下，T1可以在RG為10Ω或甚至更低情況下運行。
圖6.頂部：TJ=25°C和VDC=300V條件下，當Lσ,total較高（左側）和較低（右側）時，IGBT關斷期間T1的峰值電壓與RG和IC的關系。底部：TJ=25°C和VDC=300V條件下，當Lσ,total較高（左側）和較低（右側）時，二極管恢復期間D2的dv/dtmax與RG和IF的關系。
圖7.在TJ=25°C，VDC=300V和400V以及IC=200A條件下，當Lσ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時VCE,peak與RG的關系。紅色線和橙色線分別表示VDC =300V和400V時最大允許VCE,peak。插圖：dv/dtmax與RG的關系。紅色線表示dv/dt為25kV/μs。
我們來分析開關斜率。圖7中插圖顯示了最大電壓斜率dv/dtmax與RG的關系。假設dv/dt為上文所述25kV/μs，Lσ,total較高和較低時，關斷期間最小RG均限制到13Ω。
參照對T1的分析，本文也對D2進行了類似分析。圖8顯示了IF=10A時，二極管恢復波形與Lσ,total的關系。同樣，該分析中假設開關速度（即diF/dt）相同，因此IF和VF上的較大振蕩與Lσ,total的影響直接相關。電流較小時，二極管開關速度達到最快。因此，這些工況下應考慮過壓和dv/dt。
圖8.在TJ=25°C，VDC=300V和IF=10A條件下，當Lσ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時，D2的二極管恢復波形。
圖6說明了當Lσ,total=50nH和30nH時，D2的dv/dtmax與RG和IF的關系。明顯可以看出，RG和IF較低時，dv/dtmax達到最高值。隨著RG和/或IF增大，dv/dtmax呈單調遞減趨勢。再來看Lσ,total，當Lσ,total較高時，dv/dtmax明顯增加。具體解釋如下：不存在寄生電感的情況下，二極管設計決定了由于給定di/dt條件下清除電荷過程而產生的電壓斜率。寄生電感的存在導致感應電壓對開關斜率造成疊加影響。特別是對于快速開關二極管，較大di/dt在恢復峰值之后出現，并導致額外的電壓增加。這反過來又加大了陡度，從而二極管處出現更高的dv/dtmax。應該注意的是，這個結論只適用于二極管。對于換流通路中的IGBT，由于感應電壓的符號反向，dv/dtmax值降低。
圖9再次顯示了RG與dv/dt的關系，具體顯示了當IF=IC=10A時，dv/dtmax與RG的關系。本圖表直觀地顯示了二極管反向恢復期間D2處的dv/dtmax以及IGBT開通期間T2處的dv/dtmax。當Lσ,total較高且VDC=400V時，RG必須限制到12Ω；如果Lσ,total較低，則沒有必要設定該限值。這意味著，D2和T1可以在RG為10Ω或甚至更低情況下運行。如上文所述，當Lσ,total較高時，二極管的dv/dtmax與IGBT的dv/dtmax明顯差異較大。只有當RG值大于50Ω時，二極管和IGBT的dv/dtmax值相似。如果Lσ,total較低，當RG為30Ω時就已經達到dv/dtmax。圖9的插圖顯示了IF=10A和VDC分別為300V和400V條件下，D2的峰值電壓。在IGBT關斷期間也可以看到，當Lσ,tota較低時，Vdiode,peak降低。盡管這一影響十分顯著，并且Vdiode,peak降低了百分之幾十，RG的選擇不受此限制。因此，對于IGBT開通和二極管恢復，僅dv/dtmax限制并決定RG的大小。
圖9.在TJ=25°C，VDC=300V和400V以及IF=IC=10A條件下，當Lσ,total=50nH（左側）和30nH（右側）時D2（二極管恢復）和T1（IGBT開通）處dv/dtmax與RG的關系。紅色線表示最大dv/dt為25kV/μs。插圖：Vdiode,peak與RG的關系。
我們來總結這些分析結果：當Lσ,total較高時，IGBT關斷期間VCE,peak值較高，并且二極管恢復期間dv/dtmax值較高。因此，如果選用典型的功率模塊設計（與較高Lσ,total存在直接相關性），則必須在逆變器運行期間增大RG，以避免器件和/或柵極驅動單元遭到損壞。圖10直觀地顯示了這些結果。圖中顯示了經優化功率模塊設計（Lσ,total=30nH）和典型功率模塊設計（Lσ,total=50nH）中，IGBT損耗（即，EOFF、EON和EREC之和）與IC和IF的關系。如上所述，RG取值確定如下：經優化功率模塊設計的RG,on=10Ω，RG,off=13Ω；典型功率模塊設計的RG,on=12Ω，RG,off=28Ω。可以明顯看出，通過選用經優化的功率模塊設計和更低RG值，IGBT和二極管的開關損耗大幅降低。對于子系統（即IGBT和二極管的組合）來說，損耗可降低多達28%。
圖10.在TJ=25°C和150°C條件下，經優化功率模塊設計（Lσ,total=30nH）和典型功率模塊設計（Lσ,total=50nH）中T1和D2的開關損耗與IC和IF的關系。插圖：TJ=150°C時，由于采用經優化功率模塊設計，IGBT和二極管的損耗降低。
綜上所述，如果主要目的是實現最佳性能，則必須采用經優化功率模塊設計。經優化設計的適用性更強，支持運行更高負載電流或通過減小RG提高開關速度。在該系統中，這有助于提高靈活性，并且可以降低系統的復雜性，比如，減少無源元件或電源濾波器數量。
5.適用于1500V光伏逆變器的
優化功率模塊
根據前一部分的分析和結論，要想在最終系統中實現最佳性能，必須采用經優化的功率模塊設計。為此，我們按照以下步驟開發適用于1500V光伏逆變器的經優化功率模塊。
第一步，確定ANPC拓撲結構的主要換流通路，如圖4所示。
第二步，在平行板波導設計中，使電源端子位置相互靠近，以最大限度減少DC+和N之間以及N和DC-之間的雜散電感。DC+，N和DC-的位置如圖11所示。輸出端子設置在輸入端子對面，從而簡化PCB設計。
第三步，確定內部布局，保證關鍵換流通路上襯底層僅存在非常小的換流回路。避免模塊襯底之間存在換流通路。
第四步，使用新型無基板Easy3B解決方案開發極低電感對稱式功率模塊。因此，盡管該模塊面積與兩個傳統Easy2B功率模塊的面積相同，其雜散電感僅為15nH。另外，與Easy1B和Easy2B相比，Easy3B解決方案的熱阻抗降低。
第五步，在該功率模塊中集成950V IGBT和二極管技術。從而，針對1500V光伏逆變器進行優化且額定電流為400A的ANPC拓撲結構完成集成到單個功率模塊中。
使用圖4所示的1500V ANPC拓撲結構對該功率模塊的性能進行評估。T1至T4子系統和T5至T6子系統中分別選用S7和L7。T2和T3的Inom為200A，所有其他IGBT的Inom值為400A。對于二極管，本文分析了兩種主要應用場景：在一種場景中，所有子系統均集成200A RAPID二極管；在第二種場景中，使用Inom=60A的1200V SiC肖特基二極管替代RAPID二極管D2和D3。同時，將結合T7和EC7的ANPC拓撲結構作為參考設計，對有源功率換流通路進行比較。在所有用例中，假定平均模塊溫度最多增加30K，這限制了該解決方案的適用性。
圖11.Easy3B解決方案，帶有基于950V ANPC拓撲結構對應引腳分配。
圖12顯示了在DC+和DC-端子之間施加1200V電壓時，最大輸出電流Iout與開關頻率fSW的關系。實線表示參考設計以及上述兩個基于L7/S7場景的Iout。三種解決方案的額定電流相同。當fSW極低時，T7/EC7解決方案的Iout比兩種L7/S7解決方案高最多15%。當fSW為高于20kHz的典型值，前者的Iout比后者高7%左右。值得一提的是，只有當T7/EC7解決方案的功率密度明顯較低時，才會實現上述Iout優勢。如果功率密度相同，即L7、S7和RAPID二極管的芯片面積相同，情況就會改變。圖中虛線直觀地顯示了這一點。可以明顯看出，配置RAPID二極管的L7/S7解決方案和配置SiC二極管的L7/S7解決方案分別實現了Iout增加高達40%和75%。即使當fSW處于0-40kHz范圍時，Iout也比T7/EC7參考設計高出最少10%，最多26%。這些研究結果并不令人意外，因為T7和EC7針對通用變頻器進行了優化，因而開關頻率更低。因此，如果光伏應用要求提高開關速度，那么L7和S7的優勢就會顯現出來。
圖12中插圖顯示了達到對應的最大Iout時，系統效率與fSW的關系。所有解決方案的系統效率至少達到了99.2%。L7/S7解決方案的系統效率始終比基于T7的解決方案高出最少0.05%，最多0.3%。應該注意的是，與Inom=400A（實線）的L7/S7解決方案相比，芯片尺寸更大的L7/S7解決方案（虛線）的系統效率略低，但Iout明顯更高。盡管系統效率略低，但當fSW=20kHz時，Iout提高了25%至35%。
圖12.在相同熱邊界條件下，不同解決方案和功率密度不同時Iout與fSW的關系。插圖：在相應的Iout條件下，不同解決方案和功率密度不同時系統效率與fSW的關系。
6.小結
本文介紹了新型950V IGBT和二極管及其固有設計方案，并將其與現有的1200V技術進行了比較。已有的微溝槽設計支持開發優化靜態損耗的IGBT（L7）和快速開關IGBT（S7）。與最先進的1200V IGBT相比，新型950V技術的靜態損耗顯著降低，開關性能顯著提高，并且實現了更優系統性能。
通過對功率模塊設計與ANPC拓撲結構相互作用的綜合分析，本文確定了關鍵換流通路和系統限制因素。分析結果表明，經優化的功率模塊設計顯著降低了總雜散電感，從而進一步簡化了開關操作，使損耗大幅降低多達28%。
基于經優化的功率模塊設計，我們提出了額定電流為400A的全集成ANPC拓撲結構，適用于1500V光伏逆變器。新推出的Easy3B解決方案采用了該ANPC結構，使得模塊雜散電感低至僅15nH。這種功率模塊設計結合新推出的950V IGBT為光伏逆變器提供了兩種可選方案。一方面，如果更換給定的1200V IGBT，則可以在大幅減小芯片面積的同時實現相同的輸出功率。另一方面，如果采用相同的芯片面積，則輸出電流可增加25%至75%。
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來源：Infineon
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